随着物联网(internet of things, IoT)的快速发展，无线传感器网络(wireless sensor networks, WSNs)作为其“感知层”最主要的组成部分得到广泛应用^[1-4]。目前，传感器大多使用容量和寿命有限的电池供电，其维护成本高，且废旧电池还会破坏生态环境^[3-5]。因此，WSNs节点的能量供给是一个迫在眉睫的问题。

无线携能通信(simultaneous wireless information and power transfer, SWIPT)是解决上述问题的有效方法之一。SWIPT是无线信息传输和无线能量传输相交叉、结合的产物，旨在实现信息与能量的并行传输^[6]。SWIPT的相关技术中，通过减少传感器的收发机功耗、充分利用整流产生的谐波能量，能在实现低功耗无线通信和远距离读取的同时使无电池成为可能^[7]。

在谐波通信的应用中，文献[8]利用三次谐波来进行天线极化方向的对准。文献[9]提出一种利用二次谐波相位变化编码温度信息的无源无线温度传感器。文献[10]提出了应用于5G物联网应用的无源谐波转发机。文献[11]提出了低功耗远距离传输的谐波转发器。为减少通信中信息解码的功耗，文献[12-13]提出了一种兼具接收信息和收集能量作用的整流接收集成结构。文献[14]提出了一种不采用任何有源器件的接收集成电路结构用于实现接收能量和通信信号的同时进行。本文提出的整流发射集成结构(integrated rectifier-transmitter, IRT)利用整流产生的二次谐波作为上行基带信号的载波，并通过可重构带阻滤波器(band stop filter, BSF)对二次谐波调幅实现无线上行携能通信。

1 整流发射集成原理

本文提出的IRT结构是由工作于f₀的整流电路、2f₀的可重构BSF和直流负载组成，其整体结构原理如图1所示。IRT结构传回基站的上行链路信号是通过对整流产生的二次谐波进行调幅实现的。

如图1所示，当天线接收到来自基站的正弦信号f₀后，会将其传输给IRT结构，通过整流电路将射频能量转换成直流输出给无线传感器，而传感器采集的数据将用于二次谐波信号的幅度调制。

由于整流电路在工作时会产生高次谐波，其中二次谐波携带的能量最大，选其作为上行基带信号的载波。通过可重构BSF对二次谐波调幅后，2f₀的信号会由天线传回基站，实现低功率无线上行通信。

为减少二次谐波调制对整流电路转换效率的影响，BSF在f₀的插入损耗应越小越好。本文选择的BSF使用在通带具有低损耗的可重构缺陷地结构(defected ground structure, DGS)。

2 系统设计及实验测量 2.1 可重构带阻滤波器

BSF由2个蚀刻在金属地的对称耦合DGS谐振器组成，通过50 Ω微带线馈电，其谐振单元可以等效为LC并联谐振器，等效电路如图2所示。

图中L_p和C_p的值可以通过式(1)和式(2)确认^[15]：

$ L_{\rm{p}} = \frac{{25}}{{{C_{\rm{p}}}{{({\text{π}}{f_{\rm{p}}})}^2}}} $

(1)

$ C_{\rm{p}} = \frac{{5fc}}{{{\text{π}}[f_{\rm{p}}^2 - f_{\rm{c}}^2]}} $

(2)

式中：f_c是3 dB的阻带截止频率；f_p是谐振频率。

通过放置短路桥在如图2所示的位置来模拟BSF的可重构性。当放置短路桥时，谐振器的槽长度减少，谐振频率增加。可重构BSF的|S₂₁|仿真结果如图3所示，在没有短路桥时，BSF的谐振频率为4.8 GHz，而放置短路桥后其谐振频率增加到了7.95 GHz。

实验采用Rogers 4350B的介质基板，介电常数3.66，损耗正切0.002。图3还给出了1 GHz和6 GHz 2种状态下可重构BSF的|S₂₁|测量结果，其插入损耗在0~3.2 GHz时小于0.2 dB；在放置2个短桥后，以4.8 GHz为中心的阻带被消除。从图3可以看出，仿真与测量结果基本吻合。

2.2 BSF可调谐的实现

通过使用PIN 二极管替代上述2个短路桥来实现BSF的可调谐。配置有PIN二极管和偏置电路的可重构BSF如图4所示，这些二极管的位置与图2中短路桥的放置位置大致相同，所需偏置由金属过孔提供,该过孔连接了基板上表面的射频扼流圈和下表面的DGS谐振器。BSF利用0.15 mm的缝隙切断可重构DGS和金属地面的直流联系，再通过2个贴片电容来恢复DGS的射频回路。

可重构BSF的电路响应变化如图5所示，图中给出了0、10、100和1 000 μA偏置电流下的 |S₂₁| 测量结果。从图5可以看出，随着偏置电流的增大，4.8 GHz附近的阻带逐渐消失。

2.3 整流电路的设计

从图5可知可重构 BSF 的最佳衰减范围在4.8 GHz，因此IRT 结构中整流电路的工作频率设置为2.4 GHz，提高可重构BSF对整流产生的二次谐波的调幅深度。图6给出了整流电路的设计原理图，使用终端短路枝节Z_L和集总电感L_M来抵消整流二极管的虚部阻抗，再利用电感L_L和电容 $C_{L_1} $ 、 $C_{L_2} $ 组成的低通滤波器过滤射频信号，实现直流输出。

3 结构的实现和实验结果

图4和图6还给出了IRT结构的实物图，实验采用介电常数为3.66、正切损耗为0.002、高度为0.762 mm的Rogers 4350B介质板。从图4和图6可以看出整流电路和可重构BSF集成在了一起。

测量系统如图7所示。IRT结构的基波功率信号由射频信号源提供，产生的二次谐波通过20 dB定向耦合器直接耦合到频谱分析仪进行数字解调。利用信号发生器模拟上行基带信号，并对可重构BSF进行动态偏置。改变射频信号源的输入功率和频率，测量1 kΩ负载上的直流电压，得到IRT结构RF-DC的整流效率。

图8给出了0、−10、−20 dBm输入功率下，不同偏置电流与二次谐波能量P_2f0的关系。当输入的偏置电流在0~50 μA内时，P_2f0与偏置电流成正比；随着电流从50 μA增加到100 μA，曲线变缓；当输入的偏置电流大于100 μA时，谐波能量达到饱和。

0、10、100 μA偏置电流下，IRT结构的整流效率如图9所示。从图9可以看出，在相同射频输入功率下，可重构BSF偏置电流的变化对整流效率的影响几乎可以忽略不计，说明整流电路的工作不受谐波调制的影响。在−20 dBm的射频输入功率下，被调制的二次谐波通过定向耦合器耦合至实时信号频谱分析仪，解调后的信号波形如图10所示。可见2f₀的调制深度约为76.3%，并在−76.5 dBm的载波功率下很好地恢复了50 kHz基带信息。换句话说，在2.35 μW的平均直流功耗下，上行通信的数据传输速率能够达到100 kbps。

4 结论

本文提出在射频整流电路中集成上行无线链路功能，实现射频整流和上行通信的同时进行。

1)提出一种利用射频整流电路产生的二次谐波进行无线携能通信的方法。该方法采用射频整流产生的二次谐波作为上行信号，无需本地振荡电路等额外组件；在通信时采用低于10 μA的调制电流，减少了无线携能通信中的发射功耗。

2)基于使用DGS结构的可重构BSF，提出一种实现射频整流与通信发射集成的IRT结构。在相同射频输入功率下改变BSF的偏置电压进行信号调制，几乎对整流电路转换效率没有影响，展示了该结构在无线携能通信中的成功应用。

3)在−20 dBm射频输入功率下，实现了RF-DC转换和低功率上行通信的同时进行。上行通讯数据速率达到100 Kbps，且平均直流功耗仅为2.35 μW。