近年来，随着无线装置的广泛应用，周围环境中的电磁能量也在逐渐提高。环境电磁能量的回收成为国内外的热门话题^[1-5]。环境电磁能量回收即捕获周围空间中存在的电磁能量(如调幅、调频广播，有线电视，移动通信基站，Wi-Fi等产生的电磁信号能量)转化为电能，供各种设备使用，如基础设施状态监控、现场环境信息采集、植入型医疗器械等供电。这些应用可能涉及无线设备或一些传感器，给这些数量庞大、分布广泛的设备提供电池供电和维护往往非常昂贵。从环境中获取能量给设备提供能量成为了解决手段。研究发现，周围环境中电磁能量功率密度分布在1.8 GHz和2.5 GHz等频段有较大值。本文针对能量回收的需求，提出一种工作在1.8 GHz和2.5 GHz的低输入功率微带式微波整流电路，可以有效地工作在低功率射频能量环境中^[6]。

1 微波整流电路原理

典型的微波整流电路如图 1所示，通常由输入滤波器、匹配网络、整流二极管、输出滤波器和直流负载构成。其中输入滤波器能够反射二极管整流产生的谐波分量，提高整流效率；匹配网络能完成电路的阻抗变换，实现信号源到整流电路的阻抗匹配；输出滤波器则只让直流分量通过，将基频及谐波分量反射回二极管进行能量回收。

2 双频整流电路设计 2.1 肖特基二极管

在低功率整流中，微波整流效率往往非常低。在低功率微波输入时肖特基二极管整流后，输出直流电压依然低于或者接近肖特基二极管导通电压阀值。微波整流输出电压主要降在肖特基结上，负载得到的电压低，导致整流电路微波到直流的转换效率低。因此，对于低功率输入下整流二极管的选择，首先需要考虑导通电压。其次，根据文献[7]，肖特基二极管的结电容、寄生串联电阻也对其微波到直流的转换效率有极大影响，关系如式(1)。

$ {\left. {\frac{{{P_{{\rm{out}}}}}}{{P_{{\rm{in}}}^{^2}}}} \right|_{{\eta _M} = 1}} = {\left( {\frac{{{\Re _{\rm{I}}}\sqrt {{R_j}} }}{{2 + 2{\omega ^2}C_{_j}^{^2}{R_j}{R_s}}}} \right)^2} $

(1)

式中：C_j为结电容，R_s为寄生串联电阻，η_M为整流电路与前级接收天线匹配效率，P_out为二极管整流输出的直流功率，P_in为输入二极管的射频功率，$ {\Re _{\rm{I}}}$为电流响应率(通常用来反映一个非线性器件的整流能力)，R_j为二极管的结电阻，ω为二极管的工作频率。为了获得更高的整流效率，选择结电容低和串联电阻低的二极管。综合考虑导通电压与整流效率后，选取Avago公司的HSMS-2852肖特基二极管。它是表面封装零导通电压检波二极管，在低输入时有较好工作灵敏度，具体参数为C_j =0.18 pF, R_s =25 Ω。

2.2 阻抗匹配电路设计

在射频电路中^[8-9]，输入端口的阻抗Z_IN(l)可以表示为

$ {Z_{{\rm{IN}}}}\left( l \right) = {Z_0}\frac{{{Z_L} + {\rm{j}}{Z_0}{\rm{tan}}\left( {\beta l} \right)}}{{{Z_0} + {\rm{j}}{Z_L}{\rm{tan}}\left( {\beta l} \right)}} $

(2)

可以实现传输线终端到输入端的阻抗匹配。式中：Z_IN(l)为输入端口阻抗，Z_L为负载阻抗，β为传播系数，l为传输线长度。

传统的整流电路匹配都是针对固定的频率进行优化和设计，在环境电磁能量捕获系统中涉及到宽频带的问题。单个频点收集到的能量有限，因而多采用双频或宽频微波整流电路。双频微波整流电路在阻抗匹配上复杂，需要调节匹配网络，使得电路在两个频点上都能实现阻抗匹配。本文提出的双频微波整流电路原理图和版图分别如图 2。

由于二极管的阻抗随频率而变，十字匹配支节(如图 2(a)MLIN-1、MLIN-2、MLIN-3)可以使二极管在两个频点处的不同阻抗均与50 Ω较好匹配。二极管为非线性器件，在整流过程中将会产生高次谐波，其中二次谐波拥有较高的能量。十字型匹配支节同时作为输入带通滤波电路，能很好地抑制二次谐波，进行二次谐波能量回收。微带线的特征阻抗与其尺寸有以下关系^[10]：

$ {Z_0} = \left\{ \begin{array}{l} \frac{{60}}{{\sqrt {{\varepsilon _{\rm{e}}}} }}\ln \left( {\frac{{8d}}{W} + \frac{W}{{4d}}} \right), \;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\;\;W/d \le 1\\ \frac{{120{\rm{ \mathsf{ π} }}}}{{\sqrt {{\varepsilon _{\rm{e}}}} [W/d + 1.393 + 0.667\ln \left( {W/d + 1.444} \right)]}}\;\;, W/d \ge 1 \end{array} \right. $

(3)

式中：ε_e为微带线有效介电常数，W、d分别为微带线的宽度与厚度。本文的整流电路采用相对介电常数为2.65、厚度为1 mm的聚四氟乙烯双面板作为介质基板，覆铜厚度为0.018 mm。低阻开路支节具有较好的带宽特性^[11]，根据式(3)，低阻开路支节必然具有较大的W/d值，即以电路尺寸换取较宽的整流带宽(双频或宽频)。仿真结果显示，并联开路支节MLIN-1宽度较大，与理论推导相符合。扇形支节^[12]往往具有更好的性能。用扇形支节代替并联开路支节可以改善输入带通滤波器对二次谐波的回收效果，提高整流效率。在原有双频整流电路的基础上做了一些改进，改进后的整流电路如图 3所示。

改进后双频整流电路输入带通滤波器与原始电路的对比如图 4所示，原始的输入滤波器在二次谐波3.6 GHz和5 GHz的抑制分别为9 dB和23 dB；改进后的输入滤波器在二次谐波3.6 GHz和5 GHz的抑制分别为14 dB和21 dB。改进后的双频电路谐波回收效果更好。

3 整流电路实验结果与分析

整流电路设计采用Agilent公司开发的Advanced Design System软件。介质板的相对介电常数为2.65，厚度为1 mm，损耗角正切为0.005。实际加工制作的整流电路版图如图 5所示。整流电路参数见表 1，扇形支节的角度为75°，C₁、C₂分别为48 pF和98 pF。

图 6为仿真效率和电压随频率变化图。从图 6中可以看出，该整流电路在1.75 GHz和2.5 GHz两个频点有最高整流效率。当输入功率为0 dBm时，在1.75 GHz和2.5 GHz，该整流电路的最佳直流负载分别为3 kΩ和4 kΩ，最高整流效率分别为62%和52%。当输入功率为-10dBm时，该整流电路在1.75 GHz和2.5 GHz的整流效率分别为43%和36%，最佳直流负载均为4 kΩ。图 7为仿真效率和电压随输入功率变化图。

综合考虑选择阻值为4 kΩ的负载作为该双频整流电路的直流负载。从双频整流电路效率随输入功率变化可以看出，输入功率为-10~2 dBm时，电路在两个频点均有不低于40%的微波到直流转换效率。实际测量时，用安捷伦N5230A矢网作为信号源，负载两端的电压用数字万用表测量。整流电路的RF-DC转换效率计算公式为

$ \eta = \frac{{{P_{{\rm{out}}}}}}{{{P_{{\rm{in}}}}}} = \frac{{V_{_D}^{^2}}}{{{R_L}{P_{{\rm{in}}}}}} \times 100\% $

(4)

式中：R_L为负载值，V_D为负载两端电压，P_in为输入到电路的功率值，P_out为二极管整流输出的直流功率值。实测整流电路效率随频率变化的曲线如图 8所示。当输入功率为0 dBm时，在1.76 GHz和2.53 GHz，该整流电路获得最佳整流效率，分别为52%和46%。图 9为整流电路在1.76 GHz和2.53 GHz时测得的整流效率随输入功率的变化曲线，当输出直流负载不变，随着输入功率的不同，最佳整流效率发生的频点变化不大，整流效率有所改变。这是由于二极管的非线性，随着输入功率的变化其阻抗会发生变化，匹配电路的性能变差导致整流效率降低。

实测结果与仿真结果相比，频率有少许偏移。实测效率比仿真效率有所降低，主要因为：1)整流电路原理图仿真与实际加工电路板之间的误差。2)焊接二极管位置不够准确，导致电路阻抗匹配变差；3)电容C₁两端的微带线宽度相差较大，引入一定的反射损耗；4)实测系统中还有SMA接头功率损耗；5)HSMS-2852在低功率环境下的非线性模型存在误差。

4 结论

本文提出了一种工作在1.8 GHz和2.5 GHz的低输入功率微带整流电路。通过引入十字支节实现双频阻抗匹配，利用扇形开路支节更好地抑制反射谐波，提高了整流电路工作带宽，获得了更高的整流效率。当输入功率为0 dBm时，整流电路工作在1.75 GHz和2.5 GHz时的RF-DC转换效率分别为62%和52%。实测结果显示，最大RF-DC转换效率发生在1.76 GHz和2.53 GHz，分别为52%和46%。文章对转换效率随着频率、输入功率的变化进行了实测与分析，并且对实测与仿真结果的偏差进行了具体分析。该整流电路可以有效地工作在低输入射频能量环境中，可作为环境中电磁能量回收装置，为无线传感器网络节点供电。