2020, Vol. 41
2. 河北省电磁场与电器可靠性重点实验室(河北工业大学), 天津 300130;
3. 浙江大学 先进微纳电子器件智能系统及应用重点实验室, 浙江 杭州 310027;
4. 河北工业大学 电子信息工程学院, 天津 300401
2. Laboratory of Electromagnetic Field and Electrical Apparatus Reliability(Hebei University of Technology), Tianjin 300130, China;
3. Key Laboratory of Advanced Micro/Nano Electronic Devices and Smart Systems and Applications, Zhejiang University, Hangzhou 310027, China;
4. School of Electronics and Information Engineering, Hebei University of Technology, Tianjin 300401, China
随着无线通信设备种类的增多，特别是移动终端电子设备的功能越来越多，而设备本身的空间极其有限，不可能在一个有限的空间里集成多个单一孔径天线，利用超宽带天线能有效的缓解设计上述设备的压力。超宽带天线设计过程中的挑战性问题有很多，例如：如何获得足够的带宽，如何避免工作频段内其他无线通信信号对其造成干扰，如何在整个工作频段内保持辐射方向图的一致性以避免在发射和接收过程中出现不必要的信号损失，如何保持增益稳定性等等[1]。除此之外，低剖面设计也是非常重要的。现在经常使用的无线通信设备包括智能手机、平板电脑等。这些设备的体积很小、厚度有限(智能手机的厚度一般小于8 mm)。在这么薄的空间中既要安装屏幕、集成电路板、外壳等，又要安装天线，因此应对天线做低剖面设计。
长期以来，超宽带天线的研究工作是围绕贴片和缝隙结构展开的[2-8]，但此类天线受导体损耗的影响，辐射效率较低。介质谐振器天线(dielectric resonator antenna, DRA)的任何不与金属接触的面都可以辐射电磁波，且具有低色散损耗、质量轻、体积小及对制造公差不敏感等优点受到了人们的关注。然而介质谐振器有很高的Q值，作为天线的辐射体，其带宽较窄。此外，文献中常见的DRA剖面较高，很难应用到小型移动通信设备[9-17]。
为解决上述问题，研究了一种薄片结构的介质谐振器天线，用加入形变的共面波导激励薄片等边三角形介质谐振器，通过激励天线的基模和邻近的高阶模获得超宽带特性。采用共面波导和薄片结构，大幅降低了天线的剖面轮廓，而且获得了较高的增益和辐射效率，并有效地抑制了天线的交叉极化。
1 天线结构及辐射特性分析低剖面轮廓的超宽带等边三角形DRA的结构，如图 1所示，天线由等边三角形介质谐振器、共面波导馈电结构及矩形介质基板组成。共面波导馈电系统为单面结构，易与单片微波集成电路集成[18]。在共面波导的接地面上对称的加入2个矩形凹陷，可改善天线的阻抗匹配，并可调谐天线的辐射性能。
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| 图 1 等边三角形DRA结构图 Fig. 1 Geometry of the proposed equilateral triangular DRA | |
在共面波导顶部加入形变可以调谐等边三角形DRA的工作频率。此外，研究表明相对于同体积的矩形介质谐振器，等边三角形介质谐振器具有更低的工作频率，即在相同工作频段，使用高介电常数介质材料更少[19]，能够一定程度的减小天线的体积、重量和降低成本。再者，等边三角形介质谐振器和正方形金属片为完全对称结构，有利于降低天线的交叉极化。
为了达到设计目标，将图 1的结构用高频结构仿真器(high frequency structure simulator, HFSS)进行仿真，并使用参数扫描功能找到了天线具有较好辐射特性时所应选取的各个参数值，并将变量及其值列入表 1。将天线选择最佳参数值时获得的S11仿真结果示于图 2(带方块的线)。此外，由于S11的最小值点可能并没有与实际的工作频点相应，因此为了更准确的分析天线的工作模式，将天线的输入阻抗实部的仿真结果也示于图 2(带三角的线)。可见，天线覆盖了3.1~10.85 GHz频段，有4.27 GHz和8.99 GHz 2个工作频点。
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表 1 DRA的最终参数 Table 1 The final parameters of the proposed DRA |
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| 图 2 DRA的S11和输入阻抗实部仿真结果 Fig. 2 The simulated S11 and input impedance real part | |
为了更直观的分析天线的工作模式，在xoz平面内将天线对应于2个工作频点的电磁场分布分别示于图 3 (4.27 GHz)和图 4 (8.99 GHz)。显然，电场矢量既有x方向的分量，又有z方向的分量，而磁场矢量只有y方向的分量。因此，天线工作于模式TMmnpx。其中，4.27 GHz频点对应基模TM101x，8.99 GHz频点对应高阶模TM103x。正是因为激励了天线的2个工作模式，得以展宽天线的工作带宽，使其具有了超宽带特性。
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| 图 3 DRA在4.27 GHz工作频点的电磁场分布 Fig. 3 Electromagnetic fields distribution of the DRA at 4.27 GHz (from HFSS) | |
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| 图 4 DRA在8.99 GHz工作频点的电磁场分布 Fig. 4 Electromagnetic fields distribution of the DRA at 8.99 GHz (from HFSS) | |
此外，将仿真得到的天线的交叉极化和同极化方向图示于图 5。其中左图为电场辐射，右图为磁场辐射，图中带圆点的线和带三角的线分别对应4.27 GHz和8.99 GHz 2个工作频点，带实心图案的线代表同极化，带空心图案的线代表交叉极化。显然，在仿真的2个工作频点天线的方向图具有较好的一致性。电场辐射的同极化变化很小，交叉极化均低于-40 dB，磁场辐射的同极化保持了很好的全向性和一致性，交叉极化均低于-20 dB。由图 5可知，天线在整个工作带宽内具有良好的全向性和交叉极化，达到了预期设计目标。
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| 图 5 DRA在2个工作频点的交叉极化和同极化方向 Fig. 5 Cross-and co-polarization radiation patterns of the DRA at two operating frequencies (from HFSS) 注：—○—为4.27 Hz交叉极化；—●—为4.27 Hz同极化；—△—为8.99 Hz交叉极化；—▲—为8.99 Hz同极化。 | |
在天线的设计过程中，天线的几何参数和电参数的变化对其辐射特性有很大的影响。
2.1 共面波导馈电结构变化仿真分析在此设计中，共面波导馈电结构引入了形变，即在中心微带线的顶端加入正方形金属片。为了验证这种改变对天线性能的影响，将S11的仿真结果示于图 6。可见，当共面波导馈电结构中间为直微带馈线时，天线有2个工作频点，覆盖带宽达到了3:1，但工作频段很高。当共面波导加入形变后，天线很好的覆盖了3.1~10.6 GHz频率范围，达到了设计目标。当加入形变后天线的工作频率显著下降，是因为电流路径明显变长所致。此外，当共面波导馈电结构引入形变后，相关频率范围阻抗匹配明显变好，可见采用这种馈电结构是必要的。
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| 图 6 共面波导有/无形变时等边三角形DRA的S11 Fig. 6 The S11 of the equilateral triangular DRA when co-plane waveguide with or without deformation | |
当等边三角形介质谐振器的边长(a)或厚度(d)改变时，DRA的S11仿真结果示于图 7。3条带符号的线表示边长的变化对S11的影响。可见随着边长的增大，工作带宽减小，工作频率降低，原因是高介电常数等边三角形介质谐振器体积增大所致。当a=11.9 mm时，天线具有较宽的阻抗带宽及较理想的阻抗匹配。3条无符号的线表示厚度变化对天线S11的影响。随着厚度的增大，高频工作频点的中心频率变化显著，是因为本设计中使用的是薄片等边三角形介质谐振器，其厚度只有0.762 mm，因此厚度的变化带来了介质谐振器体积的显著变化。此外，由于高介电常数等边三角形介质谐振器体积增大导致了天线的工作带宽的明显变小。当d=0.762 mm时，天线具有较宽的阻抗带宽及较理想的阻抗匹配。此外，由于等边三角形介质谐振器是薄片结构，故其厚度变化对天线性能的影响更显著[19]。
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| 图 7 介质谐振器的边长或厚度变化时DRA的S11 Fig. 7 The S11 of the DRA when equilateral triangular dielectric resonator side-length or thickness changes | |
天线的电参数对其辐射特性也有很显著的影响。限于篇幅，此处着重研究等边三角形介质谐振器的相对介电常数εr2变化对天线辐射性能的影响。当εr2变化时等边三角形DRA的S11和增益的仿真结果示于图 8。其中，3条带符号的线表示DRA的S11仿真结果。可见，随着εr2的增大，低频工作频点的中心频率和阻抗匹配几乎无变化，高频工作频点向低频方向移动，阻抗匹配变好，但天线的工作带宽变窄。综合考虑工作带宽和阻抗匹配2个因素，选择相对介电常数为20的介质材料较为合适。图 8中3条无符号的线表示等边三角形介质谐振器DRA的增益仿真结果。显然，当εr2=20时，天线在整个工作频带内有较高的增益和较好的增益稳定性。故所选的等边三角形介质谐振器的相对介电常数为20。
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| 图 8 介质谐振器介电常数变化时DRA的S11和增益 Fig. 8 The S11 and gain of the DRA when dielectric resonator permittivity changes | |
为了验证仿真结果，依据表 1中的数据制作了等边三角形DRA实物如图 9所示，并对其辐射特性进行了测试。使用安捷伦PNA-X矢量网络分析仪(N5 244 A)测量了等边三角形DRA的S11、增益和VSWR，分别示于图 10和图 11。如图 10所示，仿真中天线的阻抗带宽为105%，覆盖3.1~10.85 GHz；测量中的阻抗带宽为130%，覆盖2.42~11.53 GHz，比仿真结果略宽，然而在10.19~10.42 GHz频段天线的S11略高于-10 dB，但在该范围内VSWR小于2(见图 11)，所以仍能满足工程需要。图 11所示的VSWR(2条带符号的线)变化情况与图 10所示的S11变化情况相吻合。图 11所示的增益(2条无符号的线)在整个工作带宽内随着频率的增加而增加，且保持了较高的增益水平。在上述2图中，测量的结果与仿真结果形状接近但有一些偏差，为测试过程中连接线的不完全匹配、制造公差及不理想的测试环境所致。特别是高频段更易受连接误差的影响。
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| 图 9 天线实物 Fig. 9 The fabricated antenna | |
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| 图 10 等边三角形DRA的S11仿真结果与测量结果比较 Fig. 10 Comparison of the simulated and measured S11 of the equilateral triangular DRA | |
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| 图 11 DRA的VSWR和增益的仿真与测量结果 Fig. 11 The Simulated and measured VSWR and gain of the DRA | |
为了明确起见，把所设计的天线与一些参考文献中的天线做了比较，结果列于表 2。其中，λ0为最低工作频率所对应自由空间中的波长。比较结果表明，此等边三角形DRA有最低的剖面。此外，虽然本设计中使用了相对介电常数较大的复合介质材料，但依然有较好的阻抗带宽。
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表 2 等边三角形DRA与文献中DRA的比较 Table 2 Comparison of the proposed equilateral triangular DRA and the reported DRAs |
利用OBT6微波暗室测量了天线的辐射方向图，将测量结果与仿真结果示于如图 12。可见，电磁场的同极化符合的很好，交叉极化存在一些误差。是因为交叉极化很小，故受制造误差、测试环境及测试手段的影响较大。远场方向图的测量结果与预期设计目标相符。
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| 图 12 测量的和仿真的DRA在2个工作频点的交叉极化和同极化方向图 Fig. 12 The measured and simulated cross-and co-polarization radiation pattern of the DRA at the two operating frequencies 注：—△—仿真交叉极化；—○—测量交叉极化；—▲—仿真同极化；—●—测量同极化。 | |
1) 剖面低，仅为0.012λ0，使用该方法设计的DRA能够很好的满足小型无线通信设备的应用需求，特别是对剖面厚度要求极严苛的情况。
2) 通过激励天线的主模(TM101x)和临近的高阶模(TM103x)使其具有超宽带特性。
3) 天线的交叉极化很小，磁场交叉极化低于-20 dB，电场交叉极化低于-40 dB。
4) 天线所占面积为19.5 mm×28 mm，测量带宽为130%，覆盖2.42~11.53 GHz，且具有很好的全向性。
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