中性束注入器(Neutral Beam Injector, NBI)是东方超环(Experimental Advanced Superconducting Tokamak, EAST)辅助加热和电流驱动的重要组成部分^[1—4]。抑制电极是EAST-NBI离子源引出系统四电极之一^[4]，其作用是在束引出时，与其它电极形成良好的束光学特性，获得近似平行的引出离子束；同时抑制反向电子进入加速区，避免轰击离子源栅电极和弧室，有利于离子源安全稳定运行^[5—7]。抑制电极由高压直流电源提供负电位，NBI系统运行时，要求抑制极电源能够快速开通和关断输出高电压，因此需要快速高压开关。

绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT)具有阻断电压高、承受电流大、通态压降低、开关速度快、驱动电路简单等优点^[8]，抑制极电源输出端采用串联IGBT作为调制开关。串联IGBT开关的均压电路采用电阻电容二极管(Resistance Capacitance Diode, RCD)缓冲电路^[9]，其参数一般根据吸收浪涌电压的能力计算得到，但是参数值对特定条件下串联IGBT的均压效果和电源输出特性的影响，较难准确理论计算。本文采用PSpice软件，对串联IGBT开关部分进行了建模和仿真，结合仿真结果分析了RCD缓冲电路对均压效果和抑制极电源输出特性的影响。实验测试结果表明，仿真模型具有较好的准确性，同时验证了相应的结论。

根据EAST-NBI运行要求，抑制极电源主要设计指标为：输出最大电压-5 kV DC，最大电流30 A，电压稳定度3%，上升时间≤5 μs，下降时间≤35 μs，电压隔离度10 kV DC，稳态运行。抑制极电源主回路电源进线为380 V AC/50 Hz，经断路器、熔断器后接三相晶闸管调压装置，然后经两组变压器接12脉波整流电路，最后经滤波电路和串联IGBT开关输出。抑制极电源主回路如图 1所示。

图 1

图 1 抑制极电源主回路 Figure 1 Main circuit of suppressor grid power supply.

NBI正常运行时，引出系统中各电极处于高真空环境，其中抑制电极(Suppressor Grid)和梯度电极(Gradient Grid)距离约7 mm。在离子束引出时刻，两电极上的电压分别为-1.4—-1.7 kV和55—65 kV，由于两电极间的绝缘强度受多种因素影响，两电极间会出现打火现象。打火时，抑制极电源电流峰值超出正常值30倍以上，输出端电压也由负变正，所以抑制极电源容量很大，并需要快速保护。同时在NBI正常运行过程中，在离子束引出时刻，需要抑制极电源与等离子体电极电源匹配同步的上升沿和下降沿^[5]。

基于以上要求，并考虑到单管IGBT耐压值的限制，在抑制极电源输出端设计了串联IGBT开关，如图 2所示。

图 2

图 2 串联IGBT开关 Figure 2 Switch of series connected IGBTs.

根据抑制极电源开关频率不高（通常工作在1—100 Hz）的特点，均压电路采用静态均压电阻结合RCD充放电型缓冲电路的方案。如图 2所示，VT1—VT6为6个IGBT模块，R1—R6为静态均压电阻，C1—C6为缓冲电容，R11—R16为缓冲电阻，D1—D6为缓冲电路二极管。另外，R21—R26为IGBT栅极驱动电阻，主要用于控制驱动电压的前后沿陡度；R31—R36和V1—V6分别为栅极保护电阻和栅电压钳位二极管，用于栅极过压的保护。此方案结构简单，运行可靠，可以通过参数的调整，在电压过冲程度和电源快速响应特性之间做平衡选择。

本文根据IGBT数据手册，利用PSpice软件中Model Editor对相应型号的IGBT进行了模型参数的提取和优化，得到了IGBT的近似模型。为得到电路仿真模型，根据目前抑制极电源原理和参数做了如下简化与假设：

1) 串联IGBT开关的前级电路简化为5 kV直流电源；

2) 抑制极电源正常运行过程中的负载等效为800 Ω电阻；

3) 不考虑均压电路寄生电感；

4) IGBT驱动信号假设为±15 V梯形波，上升沿和下降沿时间均为1 μs；

5) 忽略IGBT的温度效应。

电路仿真模型如图 3所示。其中，Z1—Z6为6只串联的IGBT，V1—V6为IGBT驱动信号，电源电压V_in=5 kV，负载R_out=800 Ω，限流电感L1=3 mH，D13、R13组成L1续流回路，杂散电感L2=0.4 mH。

图 3

图 3 仿真电路原理图 Figure 3 Schematic of simulation circuit.

均压电路中静态均压电阻R_d、缓冲电容C_s、缓冲电阻R_s的初始值，由以下公式进行估算^[10]：

式中：n是IGBT串联个数；R_off是IGBT漏电阻；V_ce-max是IGBT集射极间最大电压；I_cm是IGBT最大集电极脉冲电流；L_S、I_o是电路母线电感和电流；∆U是总电压过冲量；f_T是器件开关频率。

由于限流电感产生的电压过冲量主要经其续流回路消耗，故L_S取值为杂散电感值0.4 mH；总电压过冲量取值为电源电压的20%，即∆U=1 kV。由以上计算知，缓冲电路参数可取如下值：R_d=50 kΩ，C_S=87 nF，R_S=50 Ω。

仿真中设置Z1的驱动信号比Z2—Z6提前500ns，周期500 μs，占空比0.5，R_d=50 kΩ，R_S=50Ω。故考察均压效果时，着重对比Z1和Z2两端电压。表 1给出了以上条件下，不同缓冲电容值C_S对应的电源开通时间t_on、关断时间t_off、关断时Z1两端电压V_Z1以及对应时刻Z2两端电压V_Z2。

表 1

表 1 不同缓冲电容值对应的电源开通/关断时间及Z1/Z2两端电压 Table 1 On/off time of power supply and voltage of Z1/Z2 at different CS. 缓冲电容 Snubber capacitance / nF ton/μs# toff/μs VZ1/V VZ2/V 30 10 15 905 815 50 10 30 870 812 100 10 50 845 816 150 10 70 839 819 300 10 150 829 819

表 1 不同缓冲电容值对应的电源开通/关断时间及Z1/Z2两端电压 Table 1 On/off time of power supply and voltage of Z1/Z2 at different CS.

由表 1可知，C_S对电源输出开通时间影响很小，对关断时间影响较大。这是因为开通时，C_S通过R_S放电，当R_S取值较小时，C_S取值在一定范围内均可以实现快速放电，故其放电过程对开通过程影响很小。关断时，C_S通过二极管充电，但是充电电流峰值受母线电流限制，充电过程较长，且C_S取值影响充电时间，故C_S改变了IGBT端电压上升时间，从而对电源输出关断时间影响较大。

同时可以看出，C_S取值越大，关断时Z1、Z2两端的电压越接近，即电压不均衡度越小。这是因为关断时C_S对Z1两端的过电压起到了缓冲作用，且C_S越大均压效果越好。

图 4给出了R_d=50 kΩ、R_S=50 Ω、C_S=150 nF时，C1的电流I_C1，Z1、Z2两端电压V_Z1、V_Z2及负载两端电压V_ROUT的波形。

图 4

图 4 Rd=50 kΩ、RS=50 Ω、CS=150 nF时，C1的充电电流波形(a)，Z1、Z2两端电压波形(b)和电源电压波形(c) Figure 4 Current wave of C1 (a), voltage wave of Z1, Z2 (b) and voltage wave of power supply (c) at Rd=50 kΩ, RS=50 Ω, CS=150 nF.

考察仿真结果可知，IGBT开通时电容放电电流峰值17 A，关断时充电电流峰值6 A。电源输出-2 kV的开通关断时间分别为t_on=2 μs，t_off=45 μs，电源输出-800 V的开通关断时间分别为t_on < 2 μs，t_off=30 μs。同时可以看出，先关断的Z1无明显过电压现象，串联IGBT间的均压效果较好。以上参数可以基本满足抑制极电源开关特性和串联IGBT均压的要求，是较为理想的参数。

另外，由图 4看出，在IGBT关断稳态时仍存在静态不均压现象。主要原因是IGBT两端的电压在一定程度上被不同充电电压的缓冲电容钳位^[10]，而由于缓冲电容泄放回路中静态均压电阻取值很大，其两端电压的重新分配即实现静态均压需要较长时间。

表 2给出了R_d=50 kΩ、C_S=150 nF时，不同缓冲电阻值R_S对应的缓冲电容充电和放电时间t_ch、t_disch，以及充电和放电电流峰值I_ch、I_disch。

表 2

表 2 不同缓冲电阻值对应的电容充放电参数 Table 2 Charge and discharge parameters of capacitance at different RS. 缓冲电阻 Snubber resistance/Ω tch/μs tdisch/μs Ich/A Idisch/A 5 70 2.6 6 150 50 70 17 6 17 500 70 150 6 2.6

表 2 不同缓冲电阻值对应的电容充放电参数 Table 2 Charge and discharge parameters of capacitance at different RS.

由表 2可知，缓冲电阻只影响缓冲电容的放电过程，缓冲电阻越小，放电时间越短，放电电流峰值越大。如缓冲电阻为5 Ω时，电容放电电流峰值达到150 A。因此在缓冲电容放电时间满足要求时，缓冲电阻可取较大值，避免电容放电电流过大对IGBT造成损坏。

为考察缓冲电容参数对均压电路作用的影响并与仿真结果进行对比，在EAST-NBI抑制极电源测试平台上进行了测试。串联IGBT开关采用6只英飞凌FF200R17KE3型号IGBT，驱动器为2SD315A集成驱动电路。测试中设置缓冲电容分别为75 nF、150 nF和330 nF，静态均压电阻R_d为50 kΩ，缓冲电阻R_S为50 Ω，电源负载为833 Ω，测试电压为800 V，其他条件与上述仿真条件基本相同。图 5给出了串联IGBT开关关断时其中两只IGBT单管和电源负载的实验测试结果。

图 5

图 5 缓冲电容为75 nF (a)、150 nF (b)和330 nF (c)时，Z1、Z2两端电压及电源电压测试波形 Figure 5 Voltage wave of Z1, Z2 and power supply when snubber capacitance is 75 nF (a), 150 nF (b) and 330 nF (c).

由图 5可知，随着缓冲电容的增大，串联IGBT的均压效果越好，但IGBT关断时间越长，降低了串联IGBT开关的快速性。当缓冲电容为150 nF时（图 5(b)），串联的IGBT无关断过电压现象，动态不均压程度约15%，关断时间约30 μs，实验测试结果与仿真结果符合较好。另外，实验测试结果相比同条件下的仿真结果，动态不均压程度略大，主要是由于实验中各个IGBT自身参数的不一致造成的，因此实际应用中应选择同型号同批次器件。

在负载确定的条件下，抑制极电源的开关特性主要由串联IGBT开关决定。RCD缓冲电路的应用，间接改变了器件的开关特性，对均压效果和电源的输出特性具有重要影响。其中缓冲电容的参数选择尤为重要。缓冲电容取值较大时，有利于实现更好的均压效果，但会极大影响电源关断速度；取值较小时有利于提高电源开关速度，但是会削弱均压效果，甚至在IGBT两端产生电压振荡，造成动态不稳定。缓冲电阻的取值较小时，有利于缓冲电容的快速放电；但是过小，会使缓冲电容放电电流过大，对开通过程中的IGBT造成危害。

本文结合PSpice仿真软件，根据实际系统参数建模，给出了上述参数的定量关系。实验测试结果验证了仿真模型以及相关结论的正确性。以上结果，对于关键参数在均压效果和电源开关特性之间做平衡选择具有重要指导意义，也为抑制极电源与加速极电源前后沿匹配的进一步优化奠定了基础，对于NBI离子源的安全稳定运行具有重要意义。