2022, Vol. 39
2. 河源广工大协同创新研究院, 广东 河源 517000
2. Heyuan Synergy Innovation Institute of GDUT, Heyuan 517000 China
新一代的5G无线通信将采用毫米波频段的大规模多输入多输出(Multiple Input Multiple Output, MIMO) 基站，对毫米波芯片提出了很高的要求：高频率、大带宽、高功率密度、低噪声等。作为第3代半导体材料的代表，氮化镓(Gallium Nitride, GaN) 器件的功率密度是砷化镓(Gallium Arsenide, GaAs) 功率密度的10倍以上，特别适合于5G移动通信的应用，具有巨大的发展前景[1]。
低噪声放大器是接收机中重要的模块之一，其噪声和增益决定着接收机系统的整体性能。目前低噪声放大器的设计广泛采用GaAs赝高电子迁移率晶体管(Pseudo-High Electron Mobility Transistor, pHEMT) 器件，但GaAs受制于其较窄的禁带宽度，击穿电场较低，难以满足大功率的应用。GaN除了适合高频大功率的应用，还被证实有可以比拟GaAs的噪声性能[2]。在实际应用中，为了避免GaAs低噪声放大器在接收过高功率的输入信号时而受到损坏，通常需要在信号输入端前使用限幅器[3]等保护电路，从而引入额外的噪声导致接收机系统的灵敏度下降，同时也增加了电路设计难度和生产成本。GaN的高功率特性使设计的电路可以耐受更大的输入功率，避免限幅器等保护电路的使用，实现单片式微波集成电路(Monolithic Microwave Integrated Circuit, MMIC) 的应用，降低设计的复杂度。同时GaN HEMT拥有较高的线性度[4]，使设计的低噪声放大器能够有效抑制信号阻塞的发生，减少信号交调的影响，提高接收机系统的动态范围。
目前国际上已有一些性能良好的GaN毫米波低噪声放大器被报道[5-8]。文献[5]提出一款工作频率18~31 GHz、增益达到21 dB以上、NF 小于1.2 dB的GaN低噪声放大器。文献[6]报道了一款工作于35~36.5 GHz的窄带低噪声放大器，其增益大于33 dB，NF小于2.3 dB。当前国内用于5G毫米波通信的GaN低噪声放大器仍在技术突破阶段[9-11]，报道相对较少，文献[9]实现的GaN单片低噪声放大器增益达到20 dB以上，NF平均为2 dB。
当前，全球可能优先部署的5G毫米波频段为n257(26.5~29.5 GHz) 和n258 (24.25~27.5 GHz) 频段[12]。本文面向新一代5G毫米波移动通信应用，采用三级级联的共源级拓扑结构设计了一款基于GaN HEMT技术的5G毫米波宽带低噪声放大器MMIC芯片，在24~30 GHz频率范围内实现了低噪声、高增益和高线性度，可以支持n257和n258的毫米波移动通信频段。
1 工艺简介本文设计的单片集成低噪声放大器采用的是法国OMMIC公司的GaN HEMT工艺。该工艺提供耗尽型(Depletion Mode, D-Mode) HEMT，T型栅长为100 nm。其典型的最大振荡频率(fmax) 为160 GHz，增益截止频率(ft) 为110 GHz。该工艺提供两层金属层、镍铬电阻、GaN高值电阻、氮化硅介质和氮化硅、二氧化硅混合介质的MIM电容等器件。该工艺在漏极和源极通过n++ GaN再生层形成非合金欧姆接触，降低了接触电阻[13]，从而降低GaN HEMT的导通电阻，有利于低噪声的应用。
2 LNA电路设计 2.1 整体电路结构本文设计的低噪声放大器电路拓扑结构如图1所示，由GaN HEMT低噪声器件、偏置网络、λ/4传输线、匹配网络和反馈网络组成，其中λ为射频信号的波长。为了达到21 dB小信号增益的设计要求，采用了三级级联放大结构。第1级的设计主要考虑噪声系数，因为其噪声决定了整体电路的噪声水平。第2级主要考虑提高增益，同时兼顾噪声。第3级则重点提高输出功率和线性度，同时继续补足增益。通过对不同尺寸的HEMT管进行扫描仿真后，确定每一级器件的尺寸和直流偏置点，如表1所示，其中Vg为栅端偏置电压，Vd为漏端偏置电压，Ids为漏源静态电流。
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图 1 低噪声放大器电路拓扑结构框图 Figure 1 Block diagram of low noise amplifier |
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表 1 各级HEMT管的尺寸及偏置点 Table 1 Size and bias point of each HEMT |
偏置电路的设计影响每一级放大器乃至整体电路的稳定性。如图2所示，本文设计的低噪声放大器偏置网络由两个旁路滤波电容C1、C2和两个小电阻R0、R1构成，并通过λ/4传输线连接GaN HEMT的栅端或漏端。两个旁路电容的大小是不同的，大电容C1用于滤除带外频率较低的射频信号，小电容C2用于滤除工作频带内的射频信号。R0、R1是阻值为10~20 Ω的小电阻，能够进一步确保每一级放大电路在全频带无条件稳定。前两级放大器合并供电，第三级放大器单独供电。
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图 2 偏置电路结构 Figure 2 Bias circuit structure |
若输入信号的功率太高，有可能会将放大器击穿。在每一级栅端偏置电路中串联一个千欧姆级的大电阻，可以增强放大管对高功率输入信号的承受能力，提高了鲁棒性。
2.3 输入匹配电路的设计低噪声放大器的设计过程中，最关键的就是噪声系数的最优设计，第一级放大器的噪声决定着整体电路的噪声性能，输入匹配的设计尤其重要。放大器的噪声系数可以定义为
| $ {\text{NF}} = {\text{N}}{{\text{F}}_{\min }} + \frac{{{G_{\text{n}}}}}{{{R_{\text{s}}}}}{\left| {{Z_{\text{s}}} - {Z_{{\text{sopt}}}}} \right|^2} $ | (1) |
其中：NFmin为最小噪声系数，Gn为放大管的等效噪声电导，Rs为源电阻，Zs为源阻抗，Zsopt为最优噪声源阻抗。由此可以得出，对于给定的器件和源，当Zs=Zsopt时，可以实现最优噪声NF=NFmin。然而这种噪声匹配的方法往往与增益匹配相矛盾，导致输入级放大器的增益过低，由弗里斯(Friis)方程可知[14]，后级放大器的噪声得不到有效的抑制。在源极添加电感，实现局部的串联反馈能够解决最优噪声匹配和共轭匹配之间的矛盾。本文设计的输入匹配电路如图3所示，电路设计中需要用到的电感均以微带线替代。栅端和漏端供电通过λ/4传输线与偏置网络相连接，不参与匹配。源端接入两段对称的传输线TLs实现源极电感反馈。假设源端接入的传输线为纯电感Ls，此时放大器的输入阻抗可定义为
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图 3 带源极反馈电感的输入匹配电路 Figure 3 Input matching circuit with source feedback inductance |
| $ {Z_{{\text{in}}}} = \frac{{{g_{\text{m}}}{L_{\text{s}}}}}{{{C_{{\text{gs}}}}}} + \frac{1}{{{\text{j}}\omega {C_{{\text{gs}}}}}} + {\text{j}}\omega {L_{\text{s}}} $ | (2) |
其中：gm为放大管的跨导，Cgs为放大管的栅源寄生电容，Ls为源端加入的电感，该式忽略了输出阻抗和其他寄生参数的影响。源端电感为输入阻抗提供了一个实部阻抗，通过恰当地调整Ls的值，能够使增益和噪声之间得到合适的折衷。通过ADS（Advanced Design System）仿真可以得出输入级在27 GHz时史密斯圆图中的噪声系数常量圆和可用增益常量圆如图4所示，由于源端反馈电感引入的实部阻抗会消耗部分增益，所以可用的增益会低于放大管原有的最大可用增益。同时，源端反馈电感的应用也是保证输入级电路稳定性的重要因素。权衡噪声、增益和输入回波损耗后，在1.2 dB等噪声圆和8.5 dB等增益圆相交部分选取合适的源阻抗点Zs，为了避免引入较大的噪声，输入匹配仅由C1和TL1组成，C1同时用于直流阻隔。
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图 4 引入源端电感反馈后的可用增益常量圆和噪声系数常量圆 Figure 4 The available gain constant circle and noise constant circle |
第一、二级的级间匹配减少源极电感的大小，提高增益。加入一个到地的小电容，形成三阶的匹配网络，拓展带宽。
2.4 输出匹配电路的设计完成前两级放大电路基于最优噪声的设计后，第三级输出级的设计主要关注增益和带宽。输出匹配电路结构如图5所示，R2、C2并联后接输出隔直电容C3，微调漏端供电传输线，形成良好匹配，提高带内增益。电阻R2可以调整带内高频和低频的增益，提高增益平坦度，拓展带宽。漏端和栅端通过一个LRC反馈结构连接，电感TL1调节增益的峰值，电阻R1和电容C1可以抑制带增益的峰值，起到平坦增益的效果[15]。通过适当调节TL1、R1和C1，能够有效拓展带宽。
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图 5 输出匹配电路和RLC反馈电路 Figure 5 Output matching circuit and RLC feedback circuit |
本次设计的单片集成低噪声放大器芯片尺寸为2.0 mm×1.5 mm，采用微探针台、矢量网络分析仪、频谱仪、噪声源等对芯片进行了在片的小信号S参数、噪声系数和输出1 dB功率压缩点的测试，测试平台如图6所示，信号输入、输出端口所用探针为GSG (ground-signal-ground )结构，漏极和栅极的馈电探针为SGGS (signal-ground-ground-signal)结构。所有测试在室温下进行。
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图 6 氮化镓低噪声放大器芯片照片 Figure 6 Photograph of GaN LNA MMIC |
在片测试的小信号线性增益S21如图7所示。在频带24~30 GHz内，S21的测试结果为21.1~24.1 dB (−3 dB带宽)。对比图7中显示的仿真结果，仿真与实测存在差异。由仿真得出，S21在27.5 GHz处最大，为21.2 dB。实测数据最大小信号增益出现在26.7 GHz，为24.1 dB，实测中心频点比仿真往低频偏移0.8 GHz，整体数值比仿真偏高2~3 dB。出现差异的原因考虑是由于仿真模型的精确度不够高，寄生参数的模拟不够精确。如图8所示，该低噪放具有良好的输入、输出回波损耗，而且反向隔离度低于−45 dB。实测的噪声系数如图9所示，在24~30 GHz频率范围内，噪声系数为2.4~2.5 dB左右，其中，在26 GHz频点处，测得最低噪声系数为2.41 dB。图10给出了24~30 GHz频率范围内输出1 dB功率压缩点的测试数据，为14.4~15.8 dBm。全频带内芯片工作稳定，无振荡。在Vd=5 V，Vg=−1.2 V的偏置条件下，该低噪声放大器的直流馈电电流为50 mA，即直流功耗为250 mW。
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图 7 S21仿真与实测结果 Figure 7 Simulation and measured results of S21 |
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图 8 S11、S22、S12仿真与测试结果 Figure 8 Simulation and measured results of S11, S22 and S12 |
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图 9 噪声系数测试结果 Figure 9 Measured results of Noise Figure |
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图 10 输出1dB功率压缩点测试结果 Figure 10 Measured results of P1dB |
表2列举出本文与其他使用GaN HEMT工艺设计的低噪声放大器之间的性能对比。
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表 2 性能对比 Table 2 Comparison of the performance |
本文提出了一种工作在24~30 GHz频段的低噪声放大器，采用栅长为100 nm的GaN HEMT工艺设计，芯片尺寸为2.0 mm×1.5 mm，直流功耗为250 mW。在工作频段内，噪声系数在2.4~2.5 dB左右的水平，增益为21.1~24.1 dB，输入回波损耗低于−10 dB，输出1 dB功率压缩点在14.4~15.8 dBm的水平。
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