2018, Vol. 35
随着现代无线通信的发展，贴片天线在通信行业中的重要性与日俱增. 由于贴片天线不仅具有剖面薄，重量轻，结构紧凑的特点，还有成本低，制作容易等方面的优势，所以在目前的无线通信产品市场得到较为广泛的应用[1].其中，高性能圆极化贴片天线的主要优点是可接收任意极化的电磁波. 而且卫星发射信号的载波为圆极化，所以采用圆极化天线不仅接收卫星发射信号的效果最好，而且还能抑制一次反射形成的多径入射，提高抗干扰能力[2-3].然而，贴片天线本身也有一些阻碍其发展的缺点. 其中带宽较窄、增益不高以及表面波损耗等是备受关注且亟需解决的问题[4-5].
近年来基于微带天线带宽的展宽[6]、小型化[7]、以及提高增益[8]等问题成为了研究热点，已有多种展宽微带天线带宽的方法被提出，如采用厚基板缝隙加载或取分形轮廓辐射元馈电结构调整等[9-10]. 本文则采用表面开槽、增加辐射框等方法大幅展宽了天线阻抗带宽和轴比带宽，使其能覆盖GPS、GALILEO、GLONASS和中国北斗四大卫星系统. 本文所设计的新型宽带双频圆极化导航天线与现有的双频圆极化导航天线相比，具有超宽带、单贴片结构和小型化等明显优势.
1 天线初步设计一般贴片天线结构可采用传输模型和腔体模型两种方法进行分析. 辐射贴片的形状有圆形、矩形、多边形等. 本文利用较易于分析的正方形作为主辐射贴片. 根据文献[11]对贴片天线的辐射机理利用传输模型进行的分析中可得，贴片天线的宽度的计算公式为
| $W = \frac{c}{{2f}}{\left( {\frac{{{\varepsilon _r} + 1}}{2}} \right)^{ - \frac{1}{2}}}.$ | (1) |
其中，c表示光速，f 为天线辐射的谐振频率，
为了更好地覆盖两个频段，展宽天线的频率带宽，本文采用介电常数较低的介质板，但此时介质层的厚度相对较大. 针对这一缺点，本文设计了一种新型贴片天线，该天线在内部辐射贴片外新增加了一个辐射框，从而增加了一个新的谐振频率. 该频率比内部辐射贴片产生的谐振频率要低，适合用来覆盖频率较低的频段. 其结构如图1所示.
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图 1 天线结构图 Figure 1 The antenna structure |
该贴片天线结构采用了在贴片上开槽的方法设计. 在辐射贴片上开槽，可改变其表面的电流路径，调整天线的谐振频率，减小天线尺寸. 同时，也能在一定程度上提高天线的增益和带宽，更有利于满足天线所要求达到的性能指标[12-13].
与此同时，为了提高天线的轴比带宽，以及相位中心的稳定性，我们尽可能地保持天线结构的对称性，馈电的位置也同样保持对称，并采用四馈电点同轴馈电方式. 其中各馈电点之间保持90°的相位差来实现天线的圆极化特性.
2 天线结构优化本文天线介质基板所采用板材的相对介电常数为3，介质损耗角正切为0.02，厚度为5 mm. 利用电磁仿真软件HFSS进行电磁数值分析和结构优化，对贴片开槽在不同尺寸下的S11参数进行比较，具体的尺寸分布如表1所示.
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表 1 贴片开槽详细尺寸数据 Table 1 Specified sizes of the slot |
图2给出的是对应于天线细缝开槽在不同尺寸下的仿真S11参数曲线图.
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图 2 开槽改变下的S11仿真曲线图 Figure 2 Results of S11 from differently sized slot |
从图2中4种组合尺寸的数据比较中可以看出，金属贴片的尺寸减小，即开槽尺寸的相应增大，会导致天线在高频段中的工作频段往高频方向偏移，同时使低频段的工作频率带宽有微弱的缩窄. 并且通过对比数据可以进一步得知，细缝平行于贴片边长方向的长度尺寸改变对带宽的影响较小，而垂直于贴片边长方向的宽度尺寸改变对带宽的影响较大.
图3给出外框在不同宽度，也即主贴片和外框之间的耦合细缝宽度不同时候的仿真S11参数曲线图.
从图3可以看出，当外框的宽度逐渐变窄，即主贴片与外框耦合细缝逐渐增大时，天线的高频带与低频带会逐渐分离，造成了一定的频率偏移，这并不是我们所希望看到的. 因此，笔者在天线设计时将外框宽度设计得足够宽，使得耦合细缝足够狭窄，这样才能使得辐射框与内部辐射贴片之间有较强的耦合作用，从而增强天线的谐振，提升了天线的带宽.
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图 3 外框不同宽度下的S11仿真曲线 Figure 3 Results of S11 from different widths |
经过计算分析和优化后，最终正方形天线介质基板尺寸取为75 mm，4个馈电点距贴片几何中心距离均为19 mm. 天线辐射贴片结构如图4所示. 正方形金属外框边长w1=50 mm，正方形内部辐射贴片边长w2=37.4 mm，金属外框宽度l=6 mm.
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图 4 辐射贴片结构图 Figure 4 The structure of inside patch |
通过数据分析比较后，框内辐射贴片中开槽的具体尺寸确定如下：a1=2.5 mm，a2=2.5 mm，a3=2 mm，a4=3 mm，b1=5.8 mm，b2=11.5 mm，b3=15.5 mm，b4=20 mm，b5=26 mm，d=6 mm.
3 天线仿真分析图5给出了仿真后天线的S11随频率变化曲线. 在频带带宽范围为1.202 6~1.259 9 GHz以及1.527 1~1.873 3 GHz内，S11参数满足小于–10 dB，覆盖了导航系统所需要的工作带宽.
采用电磁仿真软件HFSS对所设计的天线的轴比仿真结果如图6所示，天线低频段中心频率和高频段中心频率低于3 dB的轴比角度范围分别为–91°~92°和–77°~74°，保证了天线在较宽的波束范围内实现了良好的圆极化特性. 而对于在增益最大方向θ=0°，φ=0°的轴比随频率变化的曲线可以看出，在所需工作频带中低频段范围内轴比小于1.25 dB，而高频段范围内轴比都几乎为零. 这表明在此方向上天线保持了优良的圆极化特性.
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图 5 S11随频率变化仿真曲线 Figure 5 Simulation results of S11 versus frequency |
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图 6 中心频率轴比仿真曲线 Figure 6 Simulation results of axial ratio at center frequency |
通过仿真得出天线低频段中心频率和高段频中心频率相对应的增益分别约为7.13 dB和6.26 dB，如图7所示. 同时结果表明，天线的增益频率带宽足够大，能够完整覆盖卫星导航所需频段，较好地满足天线设计增益指标需求.
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图 7 天线辐射增益 Figure 7 Antenna radiation gain |
辐射方向图是用来描述天线的辐射参量随着空间方位变化的情况[14].宽频带贴片天线的增益较低，而且远场方向图容易出现裂瓣，产生副瓣，从而影响天线的工作效率. 本文设计的天线仿真方向图如图8所示. 由图可以看出，天线的仿真方向图内并没有出现明显的裂瓣. 由此表明，本文所设计的宽带天线在工作频段内方向性良好. 通过仿真，图中给出了天线分别工作在低频段中心频点1.23 GHz和高频段中心频点1.70 GHz时的方向图. 由图可得，这两个频段的中心频点的3 dB波瓣宽度均为96°.
天线在低频段中心频点和高频段中心频点的水平面辐射方向图分别如图9所示，该图形的形状基本保持圆形，表明天线具有较理想的方向性，实现了优良的方位稳定性.
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图 8 天线垂直面仿真方向图 Figure 8 Simulated radiation patterns of the antenna at E-plane |
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图 9 天线水平面仿真方向图 Figure 9 Simulated radiation patterns of the antenna at H-plane |
同时，本文中所设计的贴片天线，无论是与工业市场上使用的较为普遍的传统贴片天线，或者是和在较早之前设计的同类型圆极化贴片天线相比较[15]，在性能上都有优势. 这些型贴片天线的相应参数如表2所示. （表中一般表示几种工业用贴片天线平均参数）
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表 2 本文设计贴片与其它贴片的仿真数据比较 Table 2 Comparing the simulation results of the patch from this thesis and from others |
通过这些数据的分析可以看出，与相近频率对应尺寸的贴片天线相比，本文设计的贴片天线工作带宽大幅提高，贴片尺寸也相应缩小，能够较好地提高本天线的在无线设备上的便携移动性能，有较大的潜在应用价值.
4 馈电网络设计本文天线所采用四馈电点轴对称馈电，能够更好地稳定天线的相位中心[16].文中主要利用两个正交(90°)混合器和180°混合器[17]来搭建馈电网络. 如图10所示，馈电信号从180°混合器输入后，会产生两路相位差为180°的信号. 假设其中一路相位为0°，则另一路相位为180°.
将这两路信号分别同时输入正交(90°)混合器端口，则此两路信号共同产生新的相邻相位差为90°的四路信号. 最后，将此四路信号分别对应天线四路同轴线进行馈电，如图11所示，最终天线能得到良好的圆极化辐射性能.
5 天线实物样品的制作根据上面的仿真效果的分析，笔者依照优化后的尺寸，并参考实物制作的实际情况进行加工测试.
根据以往的经验，由于考虑到在电磁场仿真软件中设计仿真的模型计算所得的仿真参数，会和实际加工出来的样品有一定的误差. 这些误差中最主要的，并且也是对天线的实际性能影响最大的主要体现在中心频率参数的偏移. 因此笔者在实际加工天线样品的版图中进行了一些设计，这样能够在天线加工出来之后，对天线的无源辐射单元进行尺寸上的微调. 所以实际天线的结构设计如下面的实物图12所示.
对天线的馈电采用背馈的形式，馈电电路与辐射贴片天线的位置关系如图13所示.
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图 10 馈电网络 Figure 10 Electric feed network |
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图 11 天线馈电（俯视图） Figure 11 Feeds of the antenna (top view) |
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图 12 实物图 Figure 12 Physical picture |
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图 13 天线的馈电电路结构 Figure 13 Feeding structure of the antenna |
由于本文所设计的天线带宽较宽，仅仅用普通的90°混合网络耦合器和180°正交混合网络耦合器级联搭建的四馈电功分移相耦合馈电电路带宽较窄，会对带宽的性能影响较大. 为了配合天线频率在高频段的匹配带宽，在这里直接选用了宽带四馈电点移相功分定向耦合器. 耦合器的接线端示意图如图14所示.
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图 14 接线端示意图 Figure 14 Wiring diagram |
其中E5为输入端，E1、E2、E3、E4为输出端，相位分别为0°、270°、180°、90°.
该耦合器的输入端S11和各输出端口的相位随频率的变化如图15~16所示.
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图 15 S11随频率的变化 Figure 15 S11 vs. frequency |
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图 16 相位随频率 Figure 16 Phase vs. frequency |
将耦合器的输出端口与微带线相连，微带线的另一端通过同轴探针穿过电路介质板与天线介质板与天线辐射贴片相连，形成了背馈的形式，馈电探针直径1 mm. 为了避免探针穿过介质板时与接地面接触造成短路，在天线与馈电网络的地面在4个馈电点处增加了直径3 mm的开孔，与前文仿真中的模型保持一致，如图17所示.
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图 17 天线背视图 Figure 17 Back view of the antenna |
由于天线的馈电端口以及耦合器的端口都是利用50 Ω阻抗进行匹配的，因此所利用的微带线也需要特性阻抗为50 Ω进行连接.
文中馈电电路采用的介质板FR-4的介电常数为4.4，介质损耗角正切为0.02，厚度为1 mm. 利用微带线计算工具TXLine软件可算得微带线的宽度，约为74 mil，如图18所示.
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图 18 软件界面 Figure 18 Software UI |
为了使得馈电点获得的电场的实际相位差与耦合器端口输出的一致，必须使得四馈电点相邻相位差保持90°，才能保证馈电达到预期的效果. 而微带线的长度是能决定微带线两个端口直接的相位差的. 如果连接4个馈电点的微带线长度相等，则4个馈电点的与耦合器对应端口的相位差相等. 从而能够保证四馈电点之间的相位差与耦合器4个输出端口的移相角度是一致的，因而能设置正确的馈电相位.
由于本文天线的4个馈电点关于天线的几何中心对称，因此，将耦合器放置在天线的几何中心，就能使得连接馈电点与耦合器端口的微带线的长度相等.
馈电网络实物图如图19所示. 图19中的实物在天线的最外面的覆盖低频段的寄生辐射单元增加了一定数量的小块矩形贴片连接，贴片之间的间隙距离相同. 并且为了保持不破坏天线辐射单元本身结构的对称性，所附加的小块贴片形状与尺寸是完全相同的，同时位置也同样对于x-o-y平面原点，即天线水平面的几何中心保持对称.
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图 19 馈电网络实物图 Figure 19 Physical picture of feeding network |
采用这样的方法对天线的结构进行了微调之后，天线的实际工作频率会稍微降低，如果实际所做出的天线频率偏低，可用手工刀自行对四周附加的小矩形方块贴片进行切割，减小矩形可提高天线的实际工作频率. 但由于需要保证天线辐射的圆极化，所以在对四周附加的小矩形方块贴片进行切割的时候，应尽量保持天线结构的对称性.
由于笔者在设计天线的馈电电路时，为了方便同轴转接头的焊接，减小同轴转接端口收到的辐射干扰，将馈电电路的介质板稍微做大了一些，也因此导致天线辐射单元的实际地板的尺寸有所增加.
为了提高电磁仿真计算的效果，在天线的建模仿真中，笔者将天线的地板采用同样的增大后的尺寸进行仿真，如图20所示.
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图 20 天线模型 Figure 20 Antenna model |
接着对天线的实物样品进行了相应的测量. 再将该天线的测试数据和改进建模仿真后的数据对比分析如下.
图21为实物测试的S11与仿真S11曲线随频率变化曲线图. 整个图形的曲线和仿真计算的频段带宽基本符合.
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图 21 S11曲线随频率变化 Figure 21 S11 parameter vs. frequency |
可以看出，通过增加天线的地面尺寸之后，天线的S11随频率变化的曲线图略微增加了一个新的峰值，可以一定程度地增加天线的匹配带宽.
经过对天线实物制作样品的远场辐射测试数据进行测试后，接着将测试的增益数据与用电磁场仿真软件仿真的增益数据进行对比，如图22所示.
从图22可以发现，无论是高频点还是低频点的增益在天线实物制作样品中的测试分贝值，都是比电磁仿真软件中计算的分贝值略低. 造成这种现象，主要是因为增加的馈电电路网络在天线馈电电路的损耗造成的.
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图 22 增益数据对比 Figure 22 Gain comparison |
应用在手持卫星导航测量型终端的天线，需要保证一定的测量精度，应该提高相位中心稳定性，使其尽量靠近天线的几何中心.
利用电磁计算仿真软件CST微波工作室对本文天线的相位中心进行仿真计算，可以得到不同频率的相位中心距天线几何中心原点的偏离量，如图23所示.
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图 23 相位中心偏离量 Figure 23 Phase center variations |
从图23可以看出，天线在高频段的中心频率相位中心最稳定，几乎没有发生偏移，低频段相位中心偏移稍大.
图24给出的是方位角
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图 24 相位随角度变化 Figure 24 Phase vs. angle |
从图24中可以看出，对应于方位角
总体而言，本天线的相位中心具有一定的稳定性.
7 结论本文在理论设计的基础上，通过电磁仿真软件的仿真、优化等步骤，设计了一种新型宽频带贴片天线. 这种天线是主要针对卫星导航系统而设计的，适用于手持终端机的新型小型化贴片天线结构. 天线采用在贴片上开槽和增加辐射框的方法，对天线的参数进行调整，减小天线的尺寸，最终利用仿真软件的设计优化功能对天线的尺寸进行了完善. 该天线S11达到低于–10 dB的有效工作频段，覆盖了1.202 6~1.259 9 GHz以及1.527 1~1.873 3 GHz的频带范围，基本满足了GPS/GLONASS/Galileo/北斗四大卫星系统所需的工作频段. 同时该天线还具备宽波束特性，较好的圆极化特性和较高的天线的增益. 而且天线的相位中心相对较稳定，适合在测绘行业中的手持无线终端中使用.
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