2015, Vol. 32
2. 珠海兴业绿色建筑科技有限公司, 广东 珠海 519000
2. Zhuhai Singyes Green Building Technology Co., Ltd., Zhuhai 519000, China
随着各类型新能源的发电技术难题被逐渐攻破, 由多种新能源构成的多能源互补性微电网得到广泛的应用.在这一类型的微电网中, 一般是通过逆变电路(多为电流型逆变电路)将不同种类新能源产生的电能送入微电网中.而电流型逆变电路稳定工作的前提条件是必须有大而稳定的主电网, 显然微电网很难具备该条件.由于电压型逆变电源所具有的工作独立性和相互支持性等特性, 非常适合微电网这种特殊的电网形式.而在微电网中使用电压型逆变电源的难点在于, 如何保证不同容量的逆变电源稳定可靠的并联运行[1-6].
目前, 电压型逆变并联控制方案主要有有联络线和无联络线两种控制方案[7-10].有联络线的并联控制方案技术相对成熟, 但存在联络线多、抗干扰能力差等不足, 在UPS和小型微电网中有使用; 在无联络线方案中各逆变电源处于对等地位, 具有连线少、可实现系统冗余配置和功率分配且逆变电源的并联不受地域限制的优点.但无联络线方案的实现较为复杂.为解决这一问题, 国内外学者提出了多种解决方案, 这些方案分为两大类, 一类是通过对单个逆变电源控制特性的改变来降低多逆变电路的并联难度, 第二类是通过功率下垂控制的改进实现不同容量逆变电源容量的比例分配.在第一类中, 文献[11]提出了在单个逆变电源的电流内环和电压内环均采用多比例谐振的方案, 该方案能较好地解决非线性负载下微电网电压波形畸变的问题, 但这一方案会降低系统的稳定裕度和控制实时性; 文献[12]提出在单个逆变电源的电流内环中采用比例控制、电压外环采用比例积分控制的方案, 这种方案比较易于实现, 但外环的比例积分控制使得逆变电路输出难以实时跟踪正弦参考信号; 文献[13]提出了在单个逆变电路外环中使用前馈和比例积分的组合控制, 这种方案在一定程度上能解决比例积分控制难以对正弦参考信号进行实时跟踪的问题, 但前馈控制的引入会降低系统的稳定裕度.由于第二类改进并不是本文研究的内容, 这里就不进行展开说明了.
本文的研究将主要围绕第一类改进展开.在考虑到单相多逆变电路的特点的基础上, 提出一种电压外环采用比例谐振控制器电流内环采用比例控制器的单相电压型逆变电源控制方案.并拟通过仿真来验证, 采用本文提出的控制方案的单相逆变电源具有响应快、能很好地跟踪正弦信号的优点, 即使在常规的下垂控制下也能很好地实现不同容量并联逆变电源和不同性质负载的状况下的有功功率和无功功率协调控制.
1 单相逆变电源的建模及控制系统设计 1.1 单相逆变电源的建模单个电源型逆变电源的特性是决定多逆变电源是否能进行并联及并联后系统性能的关键因素.而建立逆变电源的数学模型已被证明是分析单一逆变电路特性的一种行之有效的方法.基于此, 本节在建立单相电压源型逆变电源传递函数的基础上对逆变电源控制回路参数进行设计.图 1给出了单相电压源型的逆变结构框图, 整个框图由主回路部分和控制部分组成.在主回路部分中, 逆变电路的输出部分采用LCL结构[1].在图 1中, S1~S4为功率开关管, E为直流电源电压.L和C为构成LCL滤波器的电感和电容.Zo为负载阻抗, ui为逆变桥输出电压, 同时也是滤波器输入电压, uo为逆变器输出电压, uc为电容两端电压, uo为电感电流, ur为参考输入电压, iL为流过第一个电感的电流.
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图 1 单相逆变器系统构成图 Figure 1 Single-phase inverter system structure |
在控制部分中, 电压控制器将滤波电容的输出电压作为反馈量与正弦参考信号进行比较后, 形成电流控制器的给定信号, 电流控制的输出与SPWM模块相互作用, 形成单相全桥逆变电路中功率管的驱动信号.
设逆变电路中的各个元件均为理想元件, 可以得出逆变器输出电压和逆变单元输出电压之间的传递函数为
| $ \frac{{{u_o}\left( s \right)}}{{{u_i}\left( s \right)}} = \frac{{{Z_o}}}{{C{L^2}{s^3} + CL{Z_o}{s^2} + Ls + {Z_o} + 1}}. $ | (1) |
结合逆变电路的控制系统结构和式(1), 建立如图 2所示的单相全桥逆变电路的控制框图.在图中, Gv(s)为电压环控制器, k为电流环控制器, kPWM为脉宽调制环节等效的比例放大环节.Ud为由于逆变电路的直流电压波动带来的扰动, io为负载电流, i*为参考输入电流, ic为电容电流, Ro为负载中的电阻, Lo为负载中的电感, Uo为逆变器输出电压, H1为电压外环的反馈系数, H2为电流内环的反馈系数.为分析方便, 本文将控制系统中的i0和Ud视为扰动.
由图 2可得整个系统的传递函数为
| $ \begin{array}{l} {u_o}\left( s \right) = \\ \frac{{{G_v}\left( s \right)\left( {{R_o} + s{L_o}} \right)k{k_{{\rm{PWM}}}}{u_r}\left( s \right) + \left( {{R_o} + s{L_o}} \right){u_d}\left( s \right)-\left( {sL + {H_2}k{k_{{\rm{PWM}}}}} \right)\left( {{R_o} + s{L_o}} \right){i_o}\left( s \right)}}{{\left( {sL + {H_2}k{k_{{\rm{PWM}}}}} \right)sC\left( {sL + {R_o} + s{L_o}} \right) + \left( {sL + {R_o} + s{L_o}} \right){G_v}\left( s \right)k{k_{{\rm{PWM}}}}{H_1}}}. \end{array} $ | (2) |
依照双环控制系统先内环后外环的设计原则, 下面分别对电流内环和电压外环参数进行设计.
1.2.1 电流内环控制器控制参数设计
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图 2 控制框图 Figure 2 Control block diagram |
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图 3 电流控制内环框图 Figure 3 Block diagram of inner control loops of current |
不失一般性, 可将内环截止频率设为开关频率(本文中开关频率设定为8 450 Hz)的二分之一, 并考虑到电流内环的响应速度远大于电压外环的响应速度, 在H2=0.125、kPWM=130、L=1.8mH等件下, 可将内环视为增益为1的一个比例环节, 可得
| $ k = 2.940{\rm{ }}5. $ | (3) |
将k代入式(4)可得校正后的内环的递函数为
| $ \begin{array}{l} {G_{{\rm{IGC}}}}\left( s \right) = \frac{{k{k_{{\rm{PWM}}}}}}{{sL + {H_2}k{k_{{\rm{PWM}}}}}} = \\ \frac{{382.265}}{{0.001{\rm{ }}8s + 47.783{\rm{ }}125}}. \end{array} $ | (4) |
通过对比分析校正前后的电流内环的传递函数波特图可知, 相比校正前的传递函数, 校正后的传递函数的频带宽度和动态性能都有明显提高.
1.2.2 电压外环控制器控制参数设计由于电压外环要实现对交流给定信号的无差跟踪, 这里采用比例谐振控制技术来实现这一目的.比例谐振控制技术源于内模控制技术, 能实现对谐振控制器特征频率ω0同频的参考正弦输入信号无差跟踪.
| $ {G_{v}}\left( s \right){\rm{ }} = {K_{p}} + \frac{{2{K_{r}}{\omega _{c}}s}}{{{s^2} + 2{\omega _{c}}s + {\omega _{0}}^2}}, $ | (5) |
其中, Kp、Kr、ωc分别为比例系数、谐振积分常数、偏移频率.通过设定ω0偏差为1Hz, 可求得ωc=8 rad/s.采用根轨迹分析方法可得, 当Kp=10, Kr=100时, 系统能满足稳定裕度要求且具有较好的动态性能.
在上述控制器参数下, 单相逆变电路的输出电流和电压的仿真结果如图 4所示.采用傅里叶分析可知, 在这种控制方式下, 逆变电路输出电压总谐波为0.53%, 这也间接证明了本文提出控制系统结果和控制器参数设计的合理性.
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图 4 单相逆变电源输出的电压电流波形 Figure 4 Output voltage and output current waveforms of a single-phase inverter |
图 5给出了两个单相逆变并联的电路模型.在模型中, U1∠φ1、U2∠φ2和U0∠φ0分别为逆变器1、逆变器2和并联后的交流母线电压; Z1∠φZ1=R1+jX1、Z2∠φZ2=R2+jX2和Zo∠φZo=Ro+jXo分别为逆变器1和逆变器2输出阻抗(包含虚拟阻抗)及负载等效阻抗; I0为流过负载Zo的电流.
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图 5 逆变器并联模型 Figure 5 Parallel model of inverter |
由参考文献[12]、[16]可知, 要实现各逆变电源输出有功功率和无功功率的比例分配, 必须满足
| $ \left\{ \begin{array}{l} {\omega _{i}} = {\omega _i}^*-{m_i}{P_{i}}, \\ {U_{i}} = {U_i}^*-{n_i}{Q_{i}}. \end{array} \right. $ | (6) |
式中i=1, 2.ωi*为第i台逆变电源的参考角频率; Ui*为第i台逆变电源参考电压.mi为第i台逆变电源角频率的下垂系数; ni为第i台逆变电源输出电压幅值的下垂系数.Pi为第i台逆变电源输出有功功率; Qi为第i台逆变电源输出无功功率.
在这一条件下, 各逆变器输出有功和无功的约束关系式为
| $ \left\{ \begin{array}{l} {m_1}{P_1} = {m_2}{P_2}, \\ {n_1}{Q_1} = {n_2}{Q_2}. \end{array} \right. $ | (7) |
结合图 2控制框图和式(6)、(7), 可建立如图 6所示的单相逆变电源并联系统.
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图 6 单相逆变电源并联拓扑图 Figure 6 Parallel topological diagram of single-phase inverter power |
根据图 6, 可在MATLAB\simlink中搭建相应仿真模型.仿真模型中, 负载为非线性负载(RC整流电路), 下垂系数m1, 2=0.006、n1, 2=0.006, 虚拟阻抗LD=6.712 3×10-5 H.为体现系统的过渡过程, 逆变电源1和2在初始时刻处于并联状态, 在t=0.2 s时从系统中切除逆变电源2, 在t=0.4 s时, 重新将逆变电源2投入到系统中.图 7和8分别给出了逆变电源1和2输出电压、电流仿真波形.
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图 7 逆变电源1、2输出电压波形 Figure 7 Output voltage waveforms of single-phase inverter 1 and 2 |
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图 8 逆变电源1、2输出电流波形 Figure 8 Output current waveforms of single-phase inverter 1 and 2 |
由图 7可知, 在整个切换过程中, 逆变电源1、2输出的电压基本保持不变且重合度非常好; 由图 8可以看出, 当逆变电源2突然切除和投入后系统能快速响应(切除后的的动态过渡过程小于2个周波, 重新投入后的动态过渡过程约为0.4 s)且稳态后, 两个逆变电流间环流很小(小于0.01 A), 这表明本文提出的单相逆变电源的控制策略能很好地满足等容量逆变电源正常工作的需要.
2.3 无联络线不同容量多逆变电源并联的分析为验证本文提出的控制策略在不同容量下的多逆变电源中的适用性, 本文将对纯阻性负载和非线性负载这两种条件下的系统响应过程进行分析.
2.3.1 纯阻性负载条件下的系统分析在2.2的基础上, 设逆变电源1与逆变电源2的容量之比2: 1(即逆变电源下垂系数mi: ni=1: 2).仿真中, 取逆变电源1的下垂系数m1=0.001、n1=0.006;逆变电源1的下垂系数m2=0.002、n2=0.012, 其他条件类似.图 9~图 11分别给出了逆变电源1和2输出电流、电压和有功、无功功率的仿真波形.
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图 9 逆变电源1、2输出电流波形 Figure 9 Output current waveforms of single-phase inverter 1 and 2 |
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图 10 逆变电源1、2输出电压波形 Figure 10 Output voltage waveforms of single-phase inverter 1 and 2 |
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图 11 逆变电源1、2的有功、无功功率波形 Figure 11 Active and wattless power waveforms of single-phase inverter 1 and 2 |
图 12~图 14给出了非线性负载条件下系统输出电流、电压仿真波形和有功、无功变化的仿真结果.
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图 12 逆变电源1、2输出电流波形 Figure 12 Output current waveforms of single-phase inverter 1 and 2 |
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图 13 逆变电源1、2输出电压波形 Figure 13 Output voltage waveforms of single-phase inverter 1 and 2 |
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图 14 逆变电源1、2的有功、无功功率仿真波形 Figure 14 Simulated active and wattless power waveforms of single-phase inverter 1 and 2 |
由图 9至图 14可知, 在不同容量多逆变电源并联系统中, 不论是线性负载还是非线性负载, 两个逆变电源输出电压波形都非常接近标准正弦波形, 两个逆变电源输出电压波形的重合度依然非常好.对于非线性负载下的多逆变电源并联系统, 虽然电流波形有严重的畸变, 但两个逆变电源的输出有功功率仍然严格地按照2: 1分配, 满足设计要求, 这说明本文提出的控制结构能很好地适应不同容量多逆变电源并联系统, 具有较好的使用价值.
3 结论(1) 本文针对单相电压型逆变电源并联需求, 提出了一种电流内环采用比例控制, 电压外环采用比例谐振控制的控制方案.
(2) 在推导单相逆变电源传递函数的基础上给出了控制方案中参数设计方法.
(3) 仿真表明本文提出的控制方案不仅适用于等容量多逆变电源并联系统, 而且适用于不同量的多逆变电源系统.
(4) 仿真结果还表明本文提出的控制方案在切除和投入逆变电源过程中, 系统具有较好的动态性能.
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