2014, Vol. 31
低噪声放大电路(LNA)已广泛应用于微波通信、GPS接收机、遥感遥控、雷达、电子对抗、射电天文、大地测绘、电视及各种高精度的微波测量系统中[1].LNA更低的噪声系数、足够的增益、足够的工作带宽、良好的增益平坦度和较好的带外抑制，已经成为低噪声放大电路应当满足的越来越严格的指标，如何协调各指标之间的关系是设计中的难点问题[2].
LNA主要有以下几个特点：首先，它位于接收机的最前端，这就要求它的噪声系数越小越好.为抑制后面各级噪声对系统的影响，还要求有一定的增益，但为了不使后面的合路器过载，产生非线性失真，它的增益又不宜过大.其次，它所接收的信号很微弱，所以低噪声放大电路必定是一个小信号放大电路[3].而且由于受传输路径的影响，信号的强弱又是变化的，在接收信号的同时又可能伴随许多强干扰信号输入.再者，低噪声放大电路一般通过传输线直接和天线或者滤波器相连，放大电路的输入端必须很好地匹配，以达到功率最大传输或者最小的噪声系数，并保证滤波器的性能[4].
手持接收机需具备内外置天线切换功能.在内置天线信号不理想时，可接上外置天线确保信号正常接收.
目前手持式高精度定位接收机所使用的双射频低噪放大电路存在抗干扰能力差和外置天线接口影响内置天线信号的问题.本文设计了一种具有内外置天线切换功能的新型双射频低噪放大电路，并改进了低噪放大电路的结构，明显提高了其带外抑制量，使其具有更好的抗干扰能力.采用了新型的内外置天线切换电路，解决了外置天线接口对内置天线信号的影响问题.
1 双射频低噪放大电路的设计和技术参数 1.1 低噪放大电路设计由式(1)可以看出主要影响接收机噪声系数在第一级放大电路.如果在一个接收机系统的最前端采用噪声系数较低的低噪声放大电路，在放大接收信号的同时抑制噪声干扰，这对接收系统灵敏度的提高是至关重要的.
| $ {\rm{NF}} = {\rm{N}}{{\rm{F}}_1} + \frac{{{\rm{N}}{{\rm{F}}_2} - 1}}{{{G_1}}} + {\rm{ }}\frac{{{\rm{N}}{{\rm{F}}_3} - 1}}{{{G_1}{G_2}}} + \ldots , $ | (1) |
其中NFn为第n级放大电路的噪声系数，Gn为第n级放大电路的增益.如果传输链路一些器件只有插入损耗IL无增益的器件，像滤波器、无源合路器及耦合器等具有插入损耗的一类器件，此级增益即为负的损耗值[5].
根据设计要求，本文选用了RENESAS公司的NE3509M04器件，结合S参数模型设计低噪放大电路L1、L2通道.NE3509M04是质结型场效应晶体管，该器件在1~3 GHz频率范围内噪声系数小于0.4 dB，并且增益在16 dB左右，非常适合于低噪放大电路低噪声和高增益的要求.
使用多个Global Navigation Satellite Systems(GNSS)，用户可以得到更精确和可靠的定位信息.特别在城市地区，大型建筑可能妨碍某个特定的全球定位系统的卫星信号，如果使用多个GNSS系统实现联合导航，将能确保卫星导航定位系统连续稳定地提供可靠的定位信息[6].
本文所研制的低噪放大电路要应用于双星双频段的精确定位手持机，需要采用双通道的射频放大传输结构，每个通道都需达到接收两个卫星导航系统带宽要求，接收各自频段的卫星信号，然后进行合路，从而实现接收双星双频段卫星信号的功能[7].图 1是LNA双通道结构的模块框图.
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图 1 LNA通道组成框图 Figure 1 LNA channel main program |
两个射频放大传输通道的结构基本相同，只是工作频率不同而已，所以本文将以L1频段的放大传输通道为例，讲述低噪放大电路的设计过程.图 2是本文所设计的L1频段放大传输通道的电路图.
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图 2 L1频段第一级放大电路图 Figure 2 L1 band LNA |
该电路图中电感、电容、电阻等器件均采用村田公司所生产的元器件，在分立器件之间用微带线进行连接，选用具有超低介质正切损耗角值(tanδ=0.000 7)和较低介电常数的高频混压板(F4BM265)，使用合适线宽的微带线连接，以便于分立器件的焊接，并通过仿真优化电路中各部分的匹配.
在射频放大电路中一般采用50 Ω的微带线来连接分立元件，之间的反射及失配的损耗，其宽度为计算出的标准宽度.这将使得微带线在任意点既不会有电容特性，也不会有电感特性.实际上，如果微带线与负载的输入阻抗匹配，则不会产生驻波或反射波.除了实际铜线电阻的热损耗I2R外，不会有任何能量以热能的形式损耗[8].
选用印制板的参数值.特性阻抗Z0=50 Ω、介电常数εr=2.65以及d=0.25 mm.通过ADS计算得出电路中50 Ω微带线宽度为0.66 mm.
在低噪放大电路的设计过程中发现以下一些规律：
1) 通过改变源极微带线TL3、TL5、TL9的长宽增大源极反馈电感的值，可以使负反馈深度增加，从而压低低频增益，提高电路的稳定性.
2) 优化源极射频接地电容C20、C21和R6的值，可使电路匹配得更好，从而提高电路总增益并降低噪声.
3) 通过改变TL2、L2的参数值，可以调整低噪放大电路的中心频率，并改善输入端口的匹配.
1.2 低噪放大电路技术参数的仿真和测试对低噪放大电路L1和L2通道的仿真和测试结果如图 3、图 4所示，放大电路增益仿真曲线与实际测试曲线高度吻合，放大电路在频带内的增益的实际测试结果为16 dB，噪声系数在0.75 dB以下(图 5、图 6)，满足了低噪放大电路实现低噪声的技术要求.由于在测试过程中测试接头的损耗以及焊接存在影响，会引入一些额外噪声，故仿真结果与实际结果有微小的差距.由图 7、图 8可以观察到选用的表面波滤波器，50 MHz带外抑制能达到45 dB以上，拥有非常良好的带外抑制性能.
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图 3 L1频段第一级放大电路增益曲线图 Figure 3 L1 Band first LNA gain curve pattern |
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图 4 L2频段第一级放大电路增益曲线图 Figure 4 L2 band first LNA gain curve pattern |
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图 5 L1频段第一级放大电路噪声系数曲线图 Figure 5 L1 band first LNA NF curve pattern |
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图 6 L2频段第一级放大电路噪声系数曲线图 Figure 6 L2 band first LNA NF curve pattern |
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图 7 L1频段高带外滤波器S21曲线图 Figure 7 L1 band filter S21 curve pattern |
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图 8 L2频段高带外滤波器S21曲线图 Figure 8 L2 band filter S21 curve pattern |
根据技术要求，设计出印制板，设计过程中要注意射频接地，LNA对地非常敏感，射频微波电路要就近接地，尽量缩短接地孔与焊盘的距离[9].
从天线下来的信号进入放大电路部分，首先经过耦合器，耦合器相当于天线馈电网络，从而让天线两馈点形成90°的相位差实现天线的圆极化[10].再经过滤波、放大、再滤波、再放大的步骤.从而保证后续主板增益要求.最后设计出放大电路如图 9所示.
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图 9 应用于手持机双射频低噪放大电路的实物图 Figure 9 LNA real photo |
实际电路总增益结果如图 10、图 11所示，符合主板对增益(40±2) dB的技术指标.总的放大电路中，电路总的噪声系数加上前置滤波器与耦合器等插入损耗影响，由噪声仪测得总的噪声系数L1、L2频段分别为8.526、8.672 dB.
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图 10 L1通道总增益 Figure 10 L1 channel total gain |
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图 11 L2通道总增益 Figure 11 L2 channel total gain |
手持接收机平常默认使用内置天线，信号不好时再插入外置天线，要求能够自动切换.即：插上外置天线的时候，内置自动断开，外置天线接通；拔去外置天线后又自动切换到内置天线工作状态.
目前手持式双星双频导航接收机所使用的内外置天线切换电路中内外置天线接口隔离度较低，外置天线接口和连接线的长度对内置天线信号有比较严重的影响，当外置天线连线长度不合适时，可能导致内置天线信号不好或者不稳定.为了改善这种状况，本文设计一种新型的内外置天线切换电路(见图 12)，其中采用了一个射频电子开关，使内外置天线接口的隔离度大幅提高，解决了外置天线接口对内置天线信号的影响问题.
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图 12 内外置天线切换电路原理图 Figure 12 Schematic pattern of inner and outer antenna switching |
图 12所示的内外置天线切换电路的工作原理如下：
1) 当外置天线不连接时，Q1导通，主板为内置天线的放大电路提供3 V的电压Vctrl，内置天线正常工作.
2) 当外置天线接上时，相当于此端口接上负载，电流流过R16，导致A点的电势降低，A点电压减少，Q3中发射结电压小于开启电压，集电极反向偏置故三极管Q3截止，故没有电流流过Q4，继而Q4、Q1截止，此时Vctrl处为0 V电压.Vctrl不能为内置天线进行供电，使内置天线停止工作，从而实现从内置天线至外置天线的切换.
3) 内外置天线的射频信号分别连接图 12中射频开关的9线和12线接口与主板连接(4线接口).此射频开关为单刀双掷开关，其内部结构如图 13所示.射频开关的控制端(1线接口)连接内置天线电源(图 12中Vctrl端).当内置天线工作时，控制端处于高电平，9线与4线接通，内置天线信号传输至主板，但外置天线工作时，控制端处于低电平，12线与4线接通，外置天线信号传输至主板.
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图 13 射频开关电路图 Figure 13 RF switch circuit |
采用射频开关之后，大幅提高了内外置天线端口之间隔离度，使一个天线的射频信号传输至主板时不会受到另一个天线接口电路的影响.
2.2 新型内外置天线切换电路的测试实际使用射频开关，当内置天线(RF2)工作时，从实测图 14中可以观察到外置天线(RF1)与主板通路(RF COM)之间在工作频率范围内的隔离度超过38 dB，有效地防止了一个电路对另一个电路中射频信号传输的影响.
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图 14 射频开关RF COM、RF1之间隔离度 Figure 14 Isolation of RF COM from RF1 |
最初只用微带线直接将内置天线(RF2)和外置天线(RF1)的射频信号连接至主板(RF COM)，如图 15所示，由于内外置天线接口之间隔离度太低，外置天线端口对内置天线的射频信号产生了分流，导致连接外置天线的同轴线长度L对射频输出有着严重的影响.如图 13所示，增加射频开关之后，外置天线与内置天线隔离度足够高，在内置天线工作时，外置天线同轴线的长度不再明显影响射频信号的传输.表 1是改进前后的测试数据对照.
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图 15 原内外置天线切换电路原理图 Figure 15 Schematic pattern of original inner and outer antenna switching |
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表 1 改进前后的测试数据对比 Table 1 Comparison of test data |
从表 1的测试数据对照可见，若采用微带线将内外置天线的射频信号直接连接至主板，外置天线接口处连线长度L对内置天线射频信号的增益有明显影响，结果将导致接收不稳定；若采用射频开关控制内外置天线的射频信号与主板的连接，外置天线接口处连线长度L对内置天线射频信号增益的影响可以忽略不计，所以接收很稳定.
3 设计过程中一些技术问题的讨论 3.1 射频放大传输通道结构的选择图 16所示的射频放大传输通道，此种射频通道结构消除了因前级预选滤波器插入损耗对噪声性能的恶化，使低噪放大电路达到低噪声性能要求.
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图 16 滤波器后置放大通路示意图 Figure 16 Post-filter pattern |
但是采用此种结构经常要在低噪声放大电路前级加入限幅器，以保护后级电路避免带外大信号干扰甚至烧毁低噪声放大电路及其后级电路[11].
在本文所设计的低噪放大电路中采用了图 17所示的射频放大传输通道，该结构中低噪声放大电路位于接收天线和预选滤波器之后.
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图 17 滤波器前置放大通路图 Figure 17 Pre-filter pattern |
此种结构的优点是预选滤波器能够有效地滤除杂波干扰，避免带外信号进入放大电路使接收机发生阻塞现象或烧坏放大电路及其后级电路，缺点是前级滤波器会引入插入损耗加大系统噪声使灵敏度有些降低.采用此种结构时要选用具有低插入损耗、高带外抑制能力的带通滤波器.低插损高带外抑制的前置滤波器将能屏蔽强的干扰信号，有效抑制带外噪声干扰[12].
3.2 双射频通道的合路如图 18，分别从L1与L2通道出来的W1、W2两条微带线，它们的特性阻抗的Z1=Z2=50 Ω，对两者进行合路.如果用微带线直接连接，两条微带线连接处必然发生尺寸宽度跳变[13]，如假定传输线无损耗(低损耗)，特性阻抗为实数，根据
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图 18 L1、L2通道合路图 Figure 18 L1, L2 channel combine pattern |
| $ \frac{1}{{{Z_0}}} = \frac{1}{{{Z_1}}} + \frac{1}{{{Z_2}}}, $ | (2) |
结果将造成由L1、L2通道合路后的支路WC非50 Ω特性阻抗传输[14]，信号在连接处这种不连续性会引入寄生电抗，从而引起相位和振幅误差、输入与输出失配以及可能的寄生耦合[15]，影响电路传输，故选取合路器，保证在合路后微带线50 Ω传输的输出.
所以本文采用了MINICIRCUIT公司型号为SP-2G+3的合路器如图 19，其端口的驻波比特性如图 20所示，在其频段内非常理想.
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图 19 合路器原理图 Figure 19 Schematic pattern of combiner |
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图 20 合路器各端口驻波比 Figure 20 Combiner ports VSWR |
本文设计出了一种工作于GPS的L1、L2频段和GLONASS的G1、G2频段的双射频通道结构的低噪放大电路，并采用了新型的内外置天线切换电路.通过ADS的优化仿真，对电路样品的测试和调试后，最终研制出有着较低噪声系数、足够的增益、较好的增益平坦度、输入输出端口驻波比和带外抑制性能的电路.该低噪放大电路可用于手持式高精度定位接收机中，具有良好的实用价值.
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