DOI: 10.11991/yykj.201605011
随着集成电路的快速发展，芯片的功耗、安全性和稳定性获得越来越多的重视[1-2]。在电源短接、内部短路和重负载等情况下会引起功率的增加，大功率的输出会产生较大的功耗，引起芯片温度升高。MOS管和电阻电容等集成电路器件都很容易受温度的影响，如果温度过高会对器件造成永久性失效，减少器件的使用寿命，因此电路的工作温度必须限制在一定的范围之内。由此可知，过温保护在集成电路中是不可缺少的[3-4]：当系统温度过高时使系统停止工作，当工作温度恢复正常时使系统重新开始工作，并有一定的温度迟滞量，防止电路在临界温度工作时频繁的开启和关断系统，减少器件的损耗[5]。针对这种情况，提出了一款新型的过温保护电路，具有高稳定性和功耗低等特点。
1 过温保护的基本原理传统的过温保护电路基本结构如图 1所示，利用带有温度特性的器件来检测温度的变化[6]。例晶体管(BJT)的基—射电压VBE具有负温度特性，VBE随着温度的增加而逐渐减小[7]。基本工作原理如图 1所示[8-10]，在常温时，过温保护电路的输出为逻辑高电平，OTP_OUT=1，NMOS管M1处于导通状态，R2被短接，此时VA=VR1，VEB(Q1)>VA。
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| 图 1 传统过温保护的原理 |
当温度上升至一定点时，VEB(Q1)＜VA，使OTP_OUT=0，把系统关闭处于过温保护状态，把M1关断，R2不再处于短接状态，VA=VR1+VR2；当系统的温度逐渐恢复至正常工作温度时，使VBE>VA，OTP_OUT=1，退出保护状态，系统可恢复正常工作。可以根据实际情况设置电阻R1和R2的尺寸和电流IPTAT的大小来调整温度的阈值点和迟滞量。但是在不同电源电压下，由于IPTAT的变化，电阻R1、R2上的电压会改变。因此在不同的供电电压下，该电路的温度阈值点和迟滞量将发生较大偏移，电路的性能很难得到保证，而且该电路结构复杂，功耗较大，不符合集成电路的发展趋势。
2 新型的过温保护电路的设计本文所设计的过温保护电路如图 2所示，完整电路由3个部分组成：负温度系数(complementary to absolute tempreture，CTAT)电流源、电流检测电路和热关断阈值电路。
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| 图 2 新型过温保护电路 |
CTAT电流源产生电路由PM1~PM3、NM4、NM5和R1组成，PM1、PM2和PM3组成电流镜结构，PM2和PM3按一定的比例镜像PM1的电流，IPM2=αIPM1，IPM3=βIPM1，其中α和β满足下列关系：
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(1) |
式中：PM1、PM3、NM4和R1组成负反馈环，PM1、PM2、NM4和NM5组成正反馈环，正负反馈相互制约，使电阻R1上的电流I0保持稳定。MOS管工作在饱和区时，漏极电流ID可以写成[11]
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(2) |
式中：K=μnCox为工艺常数，μn是电子迁移率，Cox是单位面积的栅氧化层电容，VGS为栅源电压，VTH为MOS管的阈值电压。
如图 2所示，根据欧姆定律定律和式(2) 可以得到
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(3) |
PM3的漏极电流IPM3可以表示为
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(4) |
可以得到IPM3的温度特性函数为
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(5) |
由于电阻和MOS管的阈值电压VTH具有负温度特性[12]，从式(5) 可知第1项和第2项具有负温度系数特性，第3项具有正温度系数特性，通过设置各MOS管的宽长比和R1的大小，就可以得到负温度系数的电流。
2.2 电流检测电路电流检测电路由运算放大器OP1、NM8和R2构成，运算放大器通过把电阻R1和R2上的电压差值VA-VB进行放大，为NM8的栅极VC提供电压。如果VA的电压升高，VA-VB的差值增大，经过OP1放大后，VC电压升高，NM8的电流增加，导致VB的电压增加，VA-VB就会减小，那么NM8的栅极电压减小，VB的电压也减小，如果OP1的增益AV足够大，V1-V2很小的差异就足以产生所需的栅极电压，即VC=AV(V1-V2)。采用负反馈的形式来抑制输出电流的波动，确保输出电流的恒定，检测到的电流I1=KI 0,其中K=R1/R2。
在本文中，运算放大器OP1采用传统的两级运放结构，如图 3所示。
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| 图 3 运算放大器电路结构 |
第一级为差分放大结构，M2和M3作为差分的输入级，M4和M5作有源负载，它将差分输入转化成单端输出；第二级是由M6和M7组成共源放大结构，作为二级运放的输出级可以提高运放的增益并且增加输出摆幅。电容C1跨接在M7的栅极和漏极之间，构成成密勒补偿电容，增加输出阻抗，用于提高电路稳定性。
两级运放的小信号增益为
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(6) |
式中：A1和A2分别代表运放第一级和第二级的小信号增益，gMi代表MOS管Mi的跨导，roi代表Mi的小信号等效阻抗。
2.3 热关断阈值电路热关断阈值的设计用于设置温度阈值点和迟滞量，如图 2所示，由PM10、PM11、NM12、NM13和R3组成。工作在弱反型区的MOS管，其漏极电流随着栅源电压VGS成指数变化，如果VDS>4VT，它的漏极电流ID可以表示为[13]
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(7) |
式中：I0是当VGS=VTH时的漏极电流，n是斜率修正因子，S=W/L是宽长比，VTH是MOS管的阈值电压，VT=kT/q是热电压，q是电子电荷量，k是玻尔兹曼常数，T是热力学温度。
NM12和NM13工作在弱反型区，PM10和PM11工作在饱和区并且尺寸相同，则IPM11=IPM10=I1，电阻R3上的电流IR3可以表示为
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(8) |
由式(8) 可知，NM12和NM13工作在弱反型区域时的栅源电压之差作用在电阻R3上可以产生正温度系数的电流。
产生热关断阈值和迟滞量的基本原理如图 4所示。
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| 图 4 温度的阈值点和迟滞量的原理 |
在正常温度时，IPM11>INM13，过温保护的输出信号OTP_OUT为低电平。随着温度的升高，IPM3逐渐减小，由于I0=IPM3，IPM11=KI0，由式(5) 可知IPM11逐渐减小，而由式(7) 可知，INM13逐渐增加，当温度达到过温保护点T=TH时，IPM11≤INM13，输出OTP_OUT翻转为高电平，同时把NMOS管NM7开启，形成正反馈回路，电阻R1的电流可以表示为I0′=IPM3+IPM6，IPM11=KI0′,但是由PM1、PM3、NM4和R1组成负反馈回路使IPM3降低，如果负反馈系数大于正反馈系数，那么I0′＜I0。当温度降到T=TL时，INM13＜IPM11,输出OTP_OUT由高电平翻转为低电平，这样在温度上升和下降时会形成迟滞温度，可以有效地防止热震荡。
3 仿真结果本文所提出的过温保护电路仿真基于0.18 μm BCD工艺，利用Hspice软件仿真，电源电压VCC为3.3 V时，对温度进行正、反向扫描，温度的阈值点和迟滞量仿真结果如图 5所示，温度超过137.35 ℃时，过温保护输出高电平，进入过温保护模式。当温度下降到125.24 ℃时，输出低电平，电路重新恢复正常工作状态，迟滞温度为12.11 ℃。
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| 图 5 温度正反向扫描曲线 |
电源电压分别为3、4和5 V时，温度的阈值点和迟滞量仿真结果如图 6所示，温度上升门限变化为124.8~126.55 ℃，温度下降门限变化为137.49~139.28 ℃，迟滞量只变化了0.05 ℃，电源电压的变化对温度阈值点和迟滞量的影响很小并且在低压情况下可以正常工作。
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| 图 6 过温保护电路的温度阈值点和迟滞量曲线 |
电源电压为5 V时过温保护电路工作时的功耗仿真结果如图 7所示，平均功耗为3.12 μA，电路具有较低的功耗。
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| 图 7 电路工作时的功耗 |
表 1为本文和文献[2]、[4]和[5]性能的对比，本文提出的电路的电源电压变化对迟滞量的影响要低于文献[2]、[4]和[5]，对温度阈值点的影响要低于文献[2]、[4]，但是要高于文献[5]。
4 结论
本文采用了电流反馈的方法，提出了一种新型的过温保护电路，结果表明：
1) 该电路对电源电压的波动有很强的抑制能力克服了传统的过温保护电路稳定性差的缺点。并且该电路具有较低的功耗，可以提升芯片的效率。该电路可以应用到对温度要求较为敏感场合，很好地保护电路在高温时不受损坏，可广泛应用于各种集成电路芯片中。
2) 通过仿真对比，表明了本文提出的电路在性能上得到一定的提升。虽然采用电流反馈的技术，增加了系统的稳定性，但是采用了电阻占用了较大的芯片面积，并且对工艺的要求较高。下一步打算对电路性能进一步优化，并争取可以进行流片和测试，最后希望把电路能实际应用到工程中。
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