并联是实现大功率、高可靠供电的关键技术和扩大逆变器容量的有效途径，同时多逆变器并联组成的冗余系统提高了系统的运行可靠性且便于故障时的维修。当前逆变器并联控制方法主要有集中控制方式、主从控制方式、分布逻辑控制方式和无互联线控制方式^[1]。集中控制的控制思想简单、均流效果好，但由于公共控制电路的存在使得并联系统难以实现真正的模块化；主从控制方式利用主模块采用电压控制方式控制整个系统的输出电压，从模块采用电流控制，所以主模块的损坏会导致整个并联系统的崩溃，为了实现冗余并联系统，可以在主模块出现故障时在从模块中选一个切换至电压控制方式担任主模块任务，这种控制策略均流效果不太好而且在实际中并不常用；在无互联线控制方式中功率下垂控制是逆变器并联的主要方法，参考文献^[2-3]提出了一种改进的功率下垂法，该方法可以实现并联逆变器的不等功率分配，但是存在计算复杂、计算量大的缺点，而且模块之间并没有信息的交换，其均流效果并不是很好；分布逻辑控制方式通过各模块输出电流与参考电流的误差调整参考电压、幅值和电流实现均流。由于逆变器模块间传输的电流信号一般为模拟信号，当有多机并联或逆变器模块距离较远时，均流信号很容易受到干扰^[2-4]。

本文在分布逻辑控制方式的基础上，针对等功率输出逆变器并联的负载电流不等分配问题，提出逆变器的电压电流双闭环控制加电流前馈的并联控制方案。该控制方式可以使得不等容量的多逆变器并联系统可以实现按照自身容量比例分担负载电流或者可以进行逆变器的解列，该系统具有较好的冗余性，并且这种控制策略的环流抑制效果很好，在等容量并联系统中也是同样适用。

1 单台三相电压型逆变器控制策略及调制技术

在单台三相电压型逆变器中采用同步旋转坐标系^[5]下的PID控制方式；采样逆变器输出电压在经过Park坐标变换后，其变换后的电压在近似圆形轨道上以输出波形对应的基波角速度进行旋转；并且在经过Park坐标变换后可以将采样所取得的交流信号转变为直流信号，这样有利于控制器的设计，即使利用PID控制器也可以很好地达到无静差控制。本文采用空间矢量脉冲宽度调制技术(space vector pulse width modulation，SVPWM)，这种调制技术具有很高的直流电压利用率，比于传统SPWM(sinusoidal pulse width modulation，SPWM)，SVPWM直流电压利用率提高15.47%^[6]；而且具有输出电压波形所含谐波含量降低等优点。

本文逆变器主电路采用三相三线制桥式逆变电路，其拓扑结构如下图 1所示。逆变器输出采用LC滤波器，其滤波参数的设计可参考文献^[7];直接采集负载电流和负载电压进行双闭环控制，然后利用锁相环(Phase Locked Loop，PLL)提取电压相位信号提供三相电压和电流信号Park变换后得到直流信号，经过PID控制器调节后，将得到调制电压的直流信号再经过Park反变换得到调制电压的交流信号，最后送入SVPWM调制模块中，SVPWM模块由参考文献^[8]搭建而来，最后由SVPWM调制模块输出得到六脉触发脉冲控制逆变器的IGBT开关管。

2 逆变器并联系统的基本原理

逆变器并联系统的简化模型如图 2所示，假设在2台逆变器滤波参数一致的情况下，要实现2台逆变器的并联则需达逆变器的输出电压U₁和U₂矢量差ΔE=0，故并联控制的目的是使各逆变电源输出电压的幅值差和相角差为零，减小甚至消除并联系统中的环流。

归纳起来，逆变器的并联控制涉及到2个基本内容：一是各电源输出电压的幅值控制，即电压参考信号的产生；二是输出电压的同步控制，即同步参考信号(频率和相位)的产生^[9],其产生原理如图 3所示。

在文中采用2台等容量的三相电压型逆变器进行等功率并联和功率分配转移与解列；而在功率转移中功率不等分配与不等容量逆变器并联情况相符。

首先让单台逆变器带阻性负载工作，当达到稳定时第2台逆变器建压，并且对负载电压波形进行跟随，其拓扑图如图 4所示。在第2台逆变器进行建压的过程中利用逻辑判断其输出电压与负载电压幅值、频率和相位是否满足并联要求，当幅值、频率和相位达到并联条件时接通并联开关，其逻辑判定图如图 5所示，图中的死区即是所需要幅值、频率和相位差达到的阈值，在最后接一个低通滤波器是为了滤除逻辑判断波形中的高次脉冲，以避免并联开关的误动作；由于输出的电压波形本身自带幅值、频率和相位信息，也可以通过将第2台逆变器的输出滤波电容电压和负载电压做差，只需差值在一个范围内即可认为达到并联要求；当并联开关接通后，先按照等功率进行并联运行，本文采用了电流前馈的方法进行功率分配和环流抑制^[10],其结构如图 6所示。

图中I_av为平均电流，I_c为控制功率不等分配的补偿电流，I₁、I₂分别2两台逆变器输出电流，I_h1、I_h2分别为2台逆变器的电流前馈值。

由于本文是在旋转坐标系下进行控制的，所以有

电压的期望值与电流前馈合成得到新的电压期望值：

电流前馈值为

在进行等功率并联时取I_c=0，若是出现I₁、I₂瞬时值不等的情况下，则会使I_h1、I_h2也不等于0，即产生了电流前馈作用改变了期望电压的值来调节输出电流I₁、I₂的大小，最终达到I₁、I₂瞬时值几乎一致，2台逆变器输出功率达到一致，此时I_h1、I_h2几乎也等于0。

在进行功率不等分配时取I_c≠0，即在原来等功率并联的基础上打破原有I_h1、I_h2等于0的情况，产生电流前馈作用改变期望电压的值来调节输出电流I_h1、I_h2的大小，经过一段时间调节又重新使达到I_h1、I_h2几乎等于0状态，但此时I₁≠I₂，所以2台逆变器的输出功率并不相等；当其中一台逆变器输出电流达到一个阈值时，断开2台逆变器的并联开关，让一台逆变器单独带负载运行。

3 仿真验证

系统仿真环境基于MATLAB/SIMULINK，系统中2个并联模块的滤波参数设置相同：L=0.8 mH，C=2 000 μF。但是考虑到实际情况中可能滤波参数有略微差别或是线路阻抗不同，所以在2个模块的滤波器后面分别加8、6 μH的小电感，带额定阻性负载R=0.4 Ω，开关频率设定为f_s=2 kHz。并设定系统的输出电压为380 V正弦交流电。

初始先让一台逆变器带额定负载进行工作，在0.1 s后可以发现系统已经达到了稳定的相电压311 V，如图 7所示。从图 8看出在0.1 s时第2台逆变器开始建压并且跟随负载电压相位，在0.2 s时第2台逆变器已经达到输出电压幅值为311 V，输出的相位与第一台逆变器几乎一致，并且系统快速性较好，并且可以从图 8看出从逆变器的跟随效果。

然后通过图 3的逆变器并联逻辑判断模块控制并联开关的闭合；在图 9中可以看出在0.2 s时2台逆变器进行并联，2台逆变器输出电流各为负载电流的一半，即进行等功率分配。在2台逆变器并联后进行等功率分配达到稳定时，其环流大小为4.8 A，仅占额定电流的0.6%左右；从图 9(a)可知环流最大冲击只有1 200 A(幅值)，且环流在0.4 s后已经达到稳定，则说明这个并联系统的等功率并联效果良好。

在2台逆变器等功率输出达到稳定后，进行对并联系统的二级加载和二级减载实验，2台逆变器输出电流波形如图 10所示。在0.2 s时2台逆变器进行并联，0.3 s系统达到稳定后加载额定负载的25%，从图 10可以得到2台逆变器输出电流分别增加25%；0.4 s系统达到稳定后再次加载额定负载的25%，从图 10可以得到2台逆变器输出电流再次分别增加25%；0.5 s系统达到稳定后减载额定负载的25%，从图 10可以得到2台逆变器输出电流分别降低25%；0.6 s系统达到稳定后再次减载额定负载的25%，从图 10可以得到2台逆变器输出电流再次分别降低25%；在整个过程中2台逆变器输出功率一致。0.7 s系统达到稳定后进行2台逆变器不等功率分配，从图 10可以得到2台逆变器输出电流分别增加和降低，且2机输出电流之和不变，即达到了环流控制的目的；0.9 s时将一台逆变器切除，仅用一台逆变器供电，从图 10可以得到系统仍然稳定。

由上述整个实验过程中的方案实现了系统根据负载的变化自动选择并联或是解列，即实现了系统的冗余控制；2个逆变器也可以严格按照给定分担负载电流，实现了负载电流的精确分配；系统总环流大小只占额定电流的0.6%，在接受范围内，实现了环流抑制。

4 结论

本文大容量逆变器的基于分布式电压电流双闭环及电流前馈的控制方式的进行并联仿真；解决如下问题：

1) 解决大容量不等功率输出的电压源逆变器并联时所存在的负载电流分配效果不佳、系统冗余性不强、以及逆变器之间环流抑制难度较大等问题。

2) 实现每台逆变器的开关管的开关频率只有2 kHz。

3) 在逆变器的预并联时，对并联的条件进行逻辑判断，以确保并联瞬间的冲击。

4) 在逆变器的并联系统中，可以实现每台逆变器的不等功率分配，当某台逆变器功率低于一定值时进行解列，实现单台逆变器进行供电。而且还详细的描述了在两台如何进行预并联、等功率分配、不等功率分配及解列等过程，最后并对系统进行仿真，仿真结果验证了方案的可行性。