0 引　言

随着我国舰船中压直流技术的持续快速发展，三电平逆变器作为一种新型高耐压、大功率变换拓扑，具有输出电压谐波小、开关应力低等显著优势，在船舶高效电力推进以及高质量电力供给的电气装备中得以广泛应用。T 型三电平拓扑在控制策略、效率以及元件数量等方面展现出更为突出的优越性。尤其在对控制简易性与运行高效率有着更高要求的船舶电气应用场景中，T 型三电平拓扑的适用性更强。

目前，对于T型三电平的拓扑结构原理以及PWM研究已趋成熟。然而，仍存在一系列亟待解决的关键问题。首先，在全负载工况以及全调制度范围内，实现中点电位平衡控制并同时优化输出电压谐波。此外，在三电平拓扑开关损耗分析统计方面，现有的考虑实际功率开关器件结温的损耗计算仿真模型还不够完善，使得进一步完善该仿真模型以更精准地反映实际工况下的开关损耗成为研究热点。孙青松等^[1]最先提出一种适用于负载频繁变化的断续脉宽调制（Discontinuous Pulse Width Modulation, DPWM）用于三电平逆变器，降低功率因数变化时的开关损耗，但中点电位在全调制范围内难以实现均衡，不利于设备在高复杂度工况运行。王金平等^[2]采用虚拟空间矢量调制（Virtual Space Vector Pulse Width Modulation, VSVPWM）实现中点电位平衡，但这种调制策略将增大开关损耗，算法实现过程也较复杂。安少亮等^[3]提出一种新的基于最小开关损耗的DPWM方法，通过使电流绝对值最大相或中间相不进行开关动作，以降低开关损耗，但未对算法中点控制能力有深入分析。吴浩伟等^[4]提出了一种协调控制方法，旨在实现降低开关损耗和中点电位平衡，但其开关损耗降低程度有限。此外，有一种改进的DPWM可有效地降低开关损耗同时兼顾中点电位平衡和输出电压谐波^{[5 − 7]}，但未考虑负载功率因数突变的工况适用性。三电平逆变器开关器件损耗计算模型方面，简化计算IGBT损耗的方案，该方法并未给出考虑结温的计算模型，且准确性不高^{[8 − 12]}。

本文以三电平逆变器的性能优化为核心，旨在解决在全调制度及全负载功率因数角工况下，中点电位波动、输出电压总谐波失真（THD）及开关损耗等性能指标难以综合优化的难题。基于传统断续脉宽调制与虚拟空间矢量调制，深入分析不同PWM下三电平逆变器的控制机理，研究2种传统调制方法的中点可控区域，进而提出一种基于中点电位平衡的开关序列切换策略。能够在有效保证中点电压平衡的同时，最大程度降低开关损耗。同时搭建考虑器件结温的三电平逆变器损耗计算仿真模型，对逆变器桥臂损耗数据进行统计分析，通过仿真验证所提方法的正确性与有效性。

1 T型三电平逆变器拓扑与PWM调制方法 1.1 T型三电平逆变器拓扑结构

T型三电平逆变器拓扑结构如图1所示，每相桥臂有4个功率开关，可标记为$ {S_{x1}} \sim {S_{x4}} $，($ x=a、b、c $)。选取电容中点作为参考点，每相桥臂可以输出3种电平，表1给出了输出电平与功率管开关状态之间的关系，定义$ {u_a} $、$ {u_b} $、$ {u_c} $和$ {i_a} $、$ {i_b} $、$ {i_c} $分别为三相调制电压和输出电流。三相给定调制电压可表示为：

$ \left\{ \begin{gathered} {u_{{a}}} = m{\mathrm{cos}}(\omega t)，\\ {u_{{b}}} = m{\mathrm{cos}}(\omega t - 2{\text π} /3)，\\ {u_{{c}}} = m{\mathrm{cos}}(\omega t + 2{\text π} /3)。\\ \end{gathered} \right. $

(1)

式中：$ \omega t \in {\text{[0,2}}{\text π} {\text{]}} $，为相电压的相位角；$ m $为调制度，相电流可表示为：

$ \left\{ \begin{gathered} {i_{{a}}} = {I_m}{\mathrm{cos}}(\omega t - \varphi )，\\ {i_{{b}}} = {I_m}{\mathrm{cos}}(\omega t - 2{\text π} /3 - \varphi )，\\ {i_{{c}}} = {I_m}{\mathrm{cos}}(\omega t + 2{\text π} /3 - \varphi )。\\ \end{gathered} \right. $

(2)

式中：$ {I_{{m}}} $为相电流峰值；$ \varphi $为功率因数角；定义电流从逆变器流出方向为正方向。

1.2 传统PWM调制方式 1.2.1 基于零序注入的断续脉宽调制

在断续脉冲宽度调制中，其矢量作用期间仅采用单一的小矢量，相应的时序图为五段式。这意味着在每个开关周期中，会有一相开关处于钳位状态。可根据正小矢量和负小矢量的分配方式，得到不同种类的DPWM，三电平DPWM1钳位图如图2所示。以第一大扇区为例说明其工作原理，在小扇区1中A相钳位于O电平，在小扇区2中C相钳位在O电平，在小扇区3和5中A相钳位于P在，在小扇区4和6中C相钳位在N电平。可以通过注入适当的零序电压来实现DPWM。$ x\_p $,$ x\_o $,$ x\_n $对应的零序电压$ {u_{zsv}} $可以计算为：

$ {u_{{{zsv}}}} = \left\{ \begin{aligned} & - {u_{{x}}} + {u_{ dc}}/2，x{\text{\_}}p，\\ & - {u_{{x}}}，x{\text{\_}}o{\text{ }}，\\ & - {u_{{x}}} - {u_{ dc}}/2，x{\text{\_}}n。\\ \end{aligned} \right. $

(3)

零序电压注入后，$ x $相的调制电压可表示为：

$ u_{{x}}^\prime = {u_{{x}}} + {u_{{{zsv}}}}。$

(4)

在$ u_{{x}}^\prime > 0 $和$ u_{{x}}^\prime < 0 $这2种情况下，通过几何关系，可以得到$ x $相每个电平的占空比为：

$ \left\{ \begin{gathered} {d_{{{xp}}\prime }} = \frac{{2u_{{x}}^\prime }}{{{u_{ dc}}}}{\text{, }}{d_{{{x}}{{o}}\prime }}{\text{ = 1}} - \frac{{2u_{{x}}^\prime }}{{{u_{ = 0,dc}}}}{\text{,}}{d_{x{{n}}\prime }}{\text{ = }}0，{\text{ }}u_{{x}}^\prime > 0，\\ {d_{{{xp}}\prime }} = 0,{d_{{{xo}}\prime }}= 1 +\frac{{2u_{{x}}^\prime }}{{{u_{ dc}}}}{\text{,}}{d_{{{xn}}\prime }}{\text{ = }} - \frac{{2u_{{x}}^\prime }}{{{u_{ dc}}}}，{{ u}}_{{x}}^\prime < 0 。\\ \end{gathered} \right. $

(5)

式中：$ {d_{{{xn}}\prime }} $为$ x $相n电平的占空比且满足（$ 0 \leqslant {d_{{{xn}}\prime }} \leqslant 1 $），其中$ x $取$ \max,{\rm{mid}}{\text{,}}\min $,n=p,o,n。

1.2.2 基于中点控制的虚拟空间矢量调制

虚拟空间矢量调制为9段式调制，每个开关周期有8次开关动作，开关损耗很大。通过采用同一扇区内的小矢量和中矢量合成新的虚拟小矢量和虚拟中矢量，合理分配冗余矢量对的作用时间，可以使中点电流为0。图3为第一大扇区的虚拟空间矢量图，构成$ {u_{zs1}} $的小矢量对产生的中点电流分别为$ - {i_a} $和$ {i_a} $，构成$ {u_{zs2}} $的小矢量对产生的中点电流分别为$ - {i_{{c}}} $和$ {i_{{c}}} $，虚拟小矢量引入的中点电流为0；构成$ {u_{z{\text{m}}1}} $的小矢量和中矢量产生的中点电流分别为$ {i_a} $和$ {i_c} $和$ {i_{{b}}} $，虚拟中矢量作用时引入的中点电流为0。图3为虚拟空间矢量图，其中$ {u_{zs1}} $、$ {u_{zs2}} $ 、$ {u_{zm1}} $定义为:

$ \left\{ \begin{gathered} {u_{ zs1}} = ({u_{\rm onn}}{\text{ + }}{u_{\rm poo}}{\text{)/2}} ，\\ {u_{ zs2}} = ({u_{\rm ppo}}{\text{ + }}{u_{\rm oon}}{\text{)/2 }} ，\\ {u_{ zm1}} = ({u_{\rm onn}}{\text{ + }}{u_{\rm pon}}{\text{ + }}{u_{\rm ppo}}{\text{)/3}} 。\\ \end{gathered} \right. $

(6)

根据最近三矢量合成原则，当$ {u_{{\text{ref}}}} $位于图3中的第2小扇区时，$ {u_{{\text{ref}}}} $由矢量$ {u_{zs1}} $、$ {u_{zs2}} $和$ {u_{ zm1}} $合成，由式(7)可得出各矢量的作用时间分别为$ {t_{{{z}}{{s}}1}} $、$ {t_{{{z}}{{s2}}}} $和$ {t_{{{z}}{{m}}1}} $，矢量的序列和作用时间见表2。

$ \left\{ \begin{gathered} {\text{ }}{u_{ zs1}}{t_{ zs1}}{\text{ + }}{u_{ zs2}}{t_{ zs2}}{\text{ + }}{u_{ zm1}}{t_{ zm1}} = {u_{\rm ref}}{T_{{s}}}，\\ {\text{ }}{t_{zs1}}{\text{ + }}{t_{zs2}}{\text{ + }}{t_{zm1}}{\text{ = }}{T_{{s}}}。\\ \end{gathered} \right. $

(7)

2 不同调制方法下开关器件损耗分析与计算 2.1 IGBT与反并联二极管开关损耗分析

IGBT模块作为功率开关器件，在运行过程中会产生损耗。图4(a)为驱动脉冲使得功率器件在一次开通与关断过程中的理想开关过程，分为3段，在$ {t_1} - {t_2} $时间段，集电极电流$ {i_{{C}}} $和集电极-发射极电压$ {v_{\rm CE}} $都处于变化中，在此过程产生的损耗为开通损耗（$ {E_{\rm on}} $）；在$ {t_2} - {t_3} $时间段，IGBT开通后，流经的电流为$ {I_{\mathrm{C}}} $，电压为$ {V_{\rm CE}} $，在此期间，IGBT会产生导通损耗（$ {P_{\rm condIGBT}} $）；在$ {t_3} - {t_4} $时间段，IGBT的电压电流均不为0，继而产生关断损耗（$ {E_{\rm off}} $）。图4(b)为反并联二极管在一个开关周期内的开关过程，当反并联二极管正向导通时，正向导通电压$ {v_{\mathrm{F}}} $和电流$ {i_{\mathrm{F}}} $不为0由此产生导通损耗（$ {P_{\rm condDiode}} $）；当二极管从正向导通状态转换到反向阻断状态时，二极管会有一段时间出现反向电流，从而产生反向恢复损耗（$ {E_{\rm rec}} $）。

$ \left\{\begin{gathered}P_{\rm{c}ondIGBT}=\frac{1}{T}\int_0^TV_{\rm{C}E}(t)I_{\mathrm{C}}(t)D_{\mathrm{Q}}(t)\mathrm{d}t，\\ P_{\rm{s}w_IGBT}=\frac{1}{T}\sum\limits_{i=1}^{Tf_{\rm{s}w}}[E_{\rm{o}n}(t_{{i}})+E_{\rm{o}ff}(t_{{i}})]，\\ P_{\rm{c}on\text{d}Diode}=\frac{1}{T}\int_0^TV_{\mathrm{F}}(t)I_{\mathrm{F}}(t)D_{\mathrm{D}}(t)\mathrm{d}t，\\ P_{\rm{s}w_Diode}=\frac{1}{T}\sum\limits_{i=1}^{Tf_{\rm{s}w}}[E_{\rm{r}ec}(t_{{i}})]。\\ \end{gathered}\right. $

(8)

式中：$ {D_{\mathrm{Q}}}(t) $为IGBT的占空比；$ {D_{\mathrm{D}}}(t) $为二极管的占空比；T为调制波的周期；$ {E_{\rm on}}({t_{{i}}}) $和$ {E_{\rm off}}({t_{{i}}}) $分别为在$ {t_{{i}}} $时刻器件产生的开通、关断损耗；$ {f_{\rm sw}} $为开关频率；$ {E_{\rm rec}}({t_{{i}}}) $为二极管在$ {t_{{i}}} $时刻的反向恢复损耗。

2.2 计及结温的T型桥臂损耗计算模型

三电平逆变器损耗主要来源于功率开关器件。在相同工况下，不同PWM方法的导通损耗大致相同，开关损耗存在显著的差异，因此本文重点研究逆变器开关损耗优化的问题。开关损耗直接影响着逆变器的能量转换效率，所以搭建考虑器件结温的逆变器损耗计算仿真模型十分必要。T型三电平逆变器损耗计算模型是以数学计算为基础，实质是器件损耗与其影响因素的函数关系式，典型温度下的损耗曲线和参数可从数据手册中得到。IGBT和二极管的损耗受结温影响，因此需要计算 IGBT和二极管的结温。IGBT和二极管结温的计算公式为：

$ {\left\{ \begin{aligned} &T_{\text{vj\_IGBT}} = T_{\text{heatsink}} + P_{\text{tot\_IGBT}}(R_{\text{th(jc)\_IGBT}} + R_{\text{th(CH)\_IGBT}}) ，\\ &T_{\text{vj\_Diode}} = T_{\text{heatsink}} + P_{\text{tot\_Diode}}(R_{\text{th(jc)\_Diode}} + R_{\text{th(CH)\_IGBT}})，\\ &T_{\text{heatsink}} = T_{\text{amb}} + R_{\text{th(hs)}}(P_{\text{tot\_IGBT}} + P_{\text{tot\_Diode}})。\\ \end{aligned} \right. }$

(9)

式中：$ {R_{\text{th(jc)\_IGBT}}} $、$ {R_{\text{th(jc)\_Diode}}} $分别为IGBT、二极管与铜基板之间的热阻；$ {R_{\text{th(CH)\_IGBT}}} $、$ {R_{\text{th(CH)\_Diode}}} $分别为IGBT、二极管铜基板和散热器之间的热阻；$ {R_{\text{th(hs)}}} $为散热器和环境之间的热阻；$ {T_{\text{heatsink}}} $为散热器温度；$ {T_{\text{amb}}} $为环境温度。

综合考虑电压等级、电流、功率模块结温等因素，选取斯达GD200CEX120C8SN和GD200HFX120C8SN模块的参数进行损耗统计。IGBT和二极管的总损耗为：

$ \left\{ \begin{gathered} {P_{\text{tot\_IGBT}}} = {P_{\text{condIGBT}}} + {P_{\text{sw\_IGBT}}}，\\ {P_{\text{tot\_Diode}}} = {P_{\text{condDiode}}} + {P_{\text{sw\_Diode}}}。\\ \end{gathered} \right. $

(10)

考虑到三相对称，仅分析单相损耗，不同调制方法的损耗计算过程如图5所示。由于IGBT器件内部的结温无法直接测量到，因此要根据$ {T_{\rm heatsink}} $和$ {T_{\rm amb}} $对IGBT模块内部的结温进行估计，由式(9)可知，在结温估计的过程需要用到IGBT的总损耗（$ {P_{\rm tot\_IGBT}} $）、二极管的总损耗（$ {P_{\rm tot\_Diode}} $）、$ {T_{\rm amb}} $，为了实时计算功率损耗，又需要用到IGBT结温（$ {T_{\rm vj\_IGBT}} $）、二极管结温（$ {T_{\rm vj\_Diode}} $）的数据，二者之间相互耦合。依据模块的数据手册，构建在不同电压、电流、结温下IGBT开关损耗（包括开通损耗$ E\mathrm{_{on}} $和关断损耗$ {E_{\rm off}} $）与导通损耗（$ {P_{\rm condIGBT}} $）的图表，以及二极管的反向恢复损耗（$ {P_{\rm ErecDiode}} $）与导通损耗（$ {P_{\rm condDiode}} $）的图表；利用3D查表法统计在不同电流、电压、结温下IGBT和二极管的总损耗。

逆变器由3个桥臂组成，每个开关包括IGBT和反并联二极管，因此三相桥臂的总损耗$ {P_{\rm{inv}}} $为：

$ {P_{\rm inv}} = 3 \times ({P_{\rm tot\_IGBT}} + {P_{\rm tot\_Diode}})。$

(11)

3 基于中点电位平衡的调制切换策略 3.1 中点不平衡控制原理分析

三电平逆变器正常工作时，任一桥臂输出O电平时会有负载电流从电容中点流入或流出，当中点有电流流入时，流入的电流对下侧电容进行充电，使下侧电容电压升高，上侧电容电压降低；当中点有电流流出时，会使上侧电容电压升高，下侧电容电压降低。在27个基本矢量中，正小矢量和负小矢量对中点电位的影响是相反的。如果在一个开关周期内，这2种小矢量的作用时间相等，则不会对中点电位产生影响。因此根据中点电位的高低选择正负小矢量开关序列有助于实现中点电位平衡，若$ {U_{\rm dc1}} $>$ {U_{\rm dc2}} $，则选用正小矢量，若$ {U_{\rm dc1}} $<$ {U_{\rm dc2}} $，则采用负小矢量。DPWM和VSVPWM这2种调制方式第一大扇区正、负小矢量的开关序列见表3和表4。

3.2 DPWM中点可控区域分析与钳位模式切换条件

基于正负小矢量对中点电位的影响分析可知，每个小扇区内DPWM1的开关序列和其冗余矢量开关序列对中点电位偏移起相反作用，可使用开关序列切变的方法实现中点电位的平衡。由式(1)和式(2)知，不同钳位模式下中点电流的大小跟$ m $和$ \varphi $有关，根据伏秒平衡原则可得到每个矢量的作用时间，计算2种钳位模式下流过中点的电荷。若2种钳位模式的中点电荷的符号异号，则能够通过钳位模式的切换来实现中点电位控制（图6中阴影部分），每个开关周期仅动作4次；若2种钳位模式的中点电荷符号同号，则需要采用其他调制方式实现中点电位平衡。图6给出了$ m $=0.8时$ \varphi $由$ - 60^\circ $突变到$ 0^\circ $和$ \varphi $由$ 0^\circ $突变到$ 60^\circ $时3个切变点(0.8,$ - 60^\circ $)、(0.8,$ 0^\circ $)、(0.8,$ 60^\circ $)。

以第一大扇区第1小扇区为例（$ m $<0.577），矢量POO和PPO产生的中点电流分别为$ - {i_a} $和$ {i_{{c}}} $，而矢量OON和ONN产生的中点电流分别为$ - {i_{{c}}} $和$ {i_a} $。由于这2种钳位方式的中点电流方向相反，因此可以实现中点电流的相互抵消，使中点电流为0。在其他小扇区中，正小矢量和负小矢量的作用也会产生方向相反的中点电流，从而实现中点电位的平衡。因此，可以根据中点电位的高低切换不同的钳位方式，来实现中点电位平衡。将表3中矢量序列的钳位方式等效成载波实现的形式，正电平和负电平钳位方式表示为：

$ {u_{ zvs1}} = \left\{ \begin{gathered} \frac{{{u_{\rm dc}}}}{2} - {u_{\rm rmax}}，m > {\text{0}}{\text{.577}}，\\ - {u_{\rm rmin}}，m \leqslant {\text{0}}{\text{.577}} 。\\ \end{gathered} \right. $

(12)

$ {u_{ zvs2}} = \left\{ \begin{gathered} - \frac{{{u_{\rm dc}}}}{2} - {u_{\rm rmin}}，m > {\text{0}}{\text{.577}} ，\\ - {u_{\rm rmax}} ，m \leqslant {\text{0}}{\text{.577}} 。\\ \end{gathered} \right. $

(13)

$ {u_{\rm refx}} = {u_{\rm rx}} + {u_{zvsn}}，x = a,b,c n = 1,2 。$

(14)

3.3 VSVPWM钳位模式切换条件

在上述2种钳位方式切换不能实现中点平衡的区域，需采用VSVPWM实现中点电位平衡控制。为了便于分析，将式(1)中三相调制波$ {u_{{a}}} $、$ {u_{{b}}} $、$ {u_{{c}}} $进行排序得到$ {u_{\rm max}} $、$ {u_{\rm mid}} $、$ {u_{\rm \min }} $，将式(2)中三相电流$ {i_{{a}}} $、$ {i_{{b}}} $、$ {i_{{c}}} $进行排序得到$ {i_{{\text{ma}}{\text{x}}}} $、$ {i_{{\text{mid}}}} $、$ {i_{\min }} $，当$ \omega t $在不同角度时，三相电压和电流的大小排序不同，共有6种情况。通过调整调制波中中间相零电平的占空比，可以实现中点电位的平衡，将$ {u_{{\text{rmid}}}} $定义为中间相调制波。

假设在一个开关周期内，每相输出电平不受限制，基于伏秒平衡原理，三电平逆变器的线电压和占空比之和采用矩阵形式可表示为：

$ {\boldsymbol{G}}d = {\boldsymbol{H}}。$

(15)

其中，

$ {\boldsymbol{G}} = \left[ {\begin{array}{*{20}{c}} 2&1&0&{ - 2}&{ - 1}&0&0&0&0 \\ 0&0&0&2&1&0&{ - 2}&{ - 1}&0 \\ 1&1&1&0&0&0&0&0&0 \\ 0&0&0&1&1&1&0&0&0 \\ 0&0&0&0&0&0&1&1&1 \end{array}} \right]，$

$ {d = [ {d_{\text{maxp}}},{d_{\text{maxo}}},{d_{\text{maxn}}},{d_{\text{midp}}},{d_{\text{mido}}},{d_{\text{midn}}}, {d_{\text{minp}}},{d_{\text{mino}}},{d_{\text{minn}}} ]^{\rm{T}}，} $

$ H = {\left[ {{u_{\rm max}} - {u_{\rm mid}},{u_{\rm mid}} - {u_{\rm min}},1,1,1} \right]^{\rm{T}}}。$

式中：$ {d_{ xn}} $为$ x $相n电平的占空比，式(16)给出了占空比的约束条件为：

$ 0 \leqslant {d_{xn}} \leqslant 1 。$

(16)

从式(15)可看出，其中包含5个等式，但有9个未知数，必须附加式(17)的约束条件才能求得确定的解。

$ {i_{\rm max}}{d_{\rm maxp}} + {i_{\rm mid}}{d_{\rm mido}} + {i_{\rm min}}{d_{\min n}} = 0 。$

(17)

若把$ {u_{{\text{rm}}a{\text{x}}}} $钳位到正电平，将式(12)下的零序分量代入三相调制波当中，得到三相调制电压$ {u_{{{r}}{\text{max1}}}} $、$ {u_{r{\text{mid1}}}} $、$ {u_{r{\text{min1}}}} $，对应的电流分别是$ {i_{{{r}}{\text{max}}}} $、$ {i_{{\text{rmid}}}} $、$ {i_{{\text{rmin}}}} $，在满足$ {i_{{\text{rmid}}}} \cdot {i_{{\text{rmin}}}}$<0的条件时，将$ {u_{{\text{rmax}}}} $钳位到正电平，根据式(15)～式(17)可以得到每一相的占空比见表5。若把$ {u_{{\text{rmin}}}} $钳位到负电平，则可以将式(13)中的零序分量代入三相调制波中，得到三相调制电压$ {u_{{r}{\text{max2}}}} $、$ {u_{r{\text{mid2}}}} $、$ {u_{r{\text{min2}}}} $，在满足$ {i_{{{r}}{\text{max}}}}\cdot {i_{r{\text{mid}}}} $<0的条件时，将$ {u_{r{\text{min}}}} $钳位至负电平来实现中点电位的平衡。同样地，可以得出每一相的占空比见表6。

由此，综合考虑不同PWM的中点平衡控制策略、开关特征以及钳位模式的切换条件，得到如图7所示的调制切换策略流程图。该策略在实现中点电位平衡的同时，兼顾了开关损耗的优化。根据不同钳位模式下中点电荷的符号来判断是否处于DPWM的中点电位可控区域。若处于可控区域，则根据$ {U_{ dc1}} $与$ {U_{ dc2}} $的大小确定钳位方式，进而确定不同钳位方式所叠加的零序分量；否则，依据$ {U_{ dc1}} $与$ {U_{ dc2}} $的大小以及$ {i}_{r{\rm mid}} \cdot {i}_{r{\rm min}} < 0 $、$ {i}_{r{\rm max}} \cdot {i}_{r{\rm mid}} < 0 $来确定对应的钳位方式，基于伏秒平衡计算出每相三电平的占空比，将得到的三相调制波与载波进行比较生成PWM波。

4 仿真实验验证

在Matlab/Simulink中搭建三电平逆变器模型进行仿真实验，设直流侧母线电容电压的初始差值为10 V，通过对比DPWM1、VSVPWM、MBSPWM这3种调制方法在相同工况下的中点电位波动、开关器件损耗、输出电压的THD来验证所提方法的有效性，具体主回路拓扑仿真参数设置如表7所示。

图8为$ \varphi $=$ 0^\circ $及$ m $=0.4和0.8时，DPWM1、VSVPWM、MBSPWM这3种调制方式下的中点电位波动情况。由仿真结果可知，应用传统DPWM1方法后，系统达到稳定时无法实现中点电位平衡，DPWM1的中点电位波动最大，MBSPWM中点电位波动居中，VSVPWM的中点电位波动最小。因为DPWM1在每个开关周期内未采用成对的小矢量，因此其中点电位波动最大；在VSVPWM中，通过合成新的虚拟电压矢量，从而实现全范围的中点电压平衡，因此中点电位波动最小；MBSPWM通过钳位方式的切换实现中点电位平衡，中点电位的波动较小。图9为当$ m $=0.8时$ \varphi $由$ - 60^\circ $突变到$ 0^\circ $和$ \varphi $由$ 0^\circ $突变到$ 60^\circ $时基于调制切换方法的动态仿真结果，仿真波形包括三相电压、三相电流和中点电位波动情况，在突变的时刻，电压和电流出现较小的畸变，突变前后电压和电流的具有较高的正弦度，在突变的过程中，中点电位波动始终在±6 V之内，验证了MBSPWM在中点电位平衡控制中的有效性。

输出电压的谐波特性可用THD来评价，如图10所示，对3种调制方法在不同$ m $下的THD进行对比分析。随着$ m $的增大，3种调制策略的THD曲线均呈下降趋势。其中VSVPWM的THD在$ m $增大的过程中始终高于其他2种调制方式。当$ m $<0.4 时，DPWM1和MBSPWM这2种调制策略的THD值大致相等；当$ m $>0.4时，MBSPWM的THD低于DPWM1。仿真结果表明基于特定调制切换策略的三电平逆变器可实现全调制度中输出电压THD性能指标较优。

对于开关器件损耗的评估，在Simulink平台搭建三电平逆变器损耗模型进行损耗统计，其基本思想是将整个系统看作一个有限元热网络。表8给出了3种调制策略在相同工况下开关器件的损耗统计值，图11给出了上述条件下开关损耗的对比，对3种调制策略的开关损耗进行评估，在输出的有功功率相等时，可以看出，DPWM1和VSVPWM的开关损耗统计值分别为最低和最高。DPWM1的开关器件损耗仅为VSVPWM的0.57倍，而MBSPWM的开关损耗介于二者之间，约为VSVPWM方法的0.68倍，在一定程度上提高了系统的效率。

表9总结了6 kW情况下3种调制策略的性能对比情况，在中点电位波动方面，VSVPWM的中点电位波动为±2 V，DPWM1的中点电位波动为±30 V，MBSPWM的中点电位波动为±6 V。在开关器件损耗方面，DPWM1降低开关损耗的能力最强，VSVPWM的开关损耗最大，MBSPWM的开关损耗介于二者之间。结果表明基于特定调制切换策略的三电平逆变器可实现中点电位波动、开关损耗性能综合较优。

5 结　语

针对三电平逆变器中点电位平衡控制和开关损耗综合优化问题，提出一种基于中点电位平衡的断续脉宽调制和虚拟空间矢量调制的开关序列切变策略，并通过搭建计及功率开关器件结温的三电平逆变器损耗计算仿真模型，对逆变器在不同调制方式下开关器件损耗数据进行统计分析。最终仿真实验结果表明，所提出的基于不同钳位模式条件的调制切换开关序列优化方法可在DPWM1基础上有效控制中点电位平衡，且开关器件损耗约为目前广泛应用VSVPWM方法的0.68倍，达到优化三电平变流器开关器件损耗的目的。