0 引　言

在国家海洋强国战略的指导下，为了更好地探索海洋，我国自主研发了大量应用于海洋资源开发和保护的无人自主设备。原位科学实验站是我国为深海长期无人科考而提出的一种新型深海装备技术体系，它以深海主基站为核心携带多种无人潜水器进行工作，无人潜水器各自工作并将采集到的数据汇总给主基站。水下高速通信作为水下设备之间实时共享数据的必要技术手段，是当前急需攻克的技术难题。

目前较为成熟的水下无线通信方式主要有水声通信和蓝绿激光通信，蓝绿激光通信的性能与海水的浑浊程度有关，在清澈水域通信距离可达几百米，而在近岸海域海水较为浑浊其可靠通信距离只有几米。近几年水下光通信发展十分迅速，2016年，Al-Rubaiai M等^[1]基于开关键控（On-Off Keying, OOK）调制技术设计高速光通信系统，在水下23 m距离其速率可达115.2 kbps。2019年，Krishnan等^[2]采用正交振幅调制和正交频分复用调制技术，对450 nm蓝光氮化镓LD进行调制，并在模拟海水环境和自来水环境下进行通信实验，实测距离为12 m时速率高达10.02 Gbps/s。因为光波具有指向性，所以对于发射和接收端的位置精确度有较高要求，不适用于实时移动的无人自主设备。水声通信作为当前最成熟的水下信息传输技术，相比于光通信，它的传输距离更远，受海水水质影响小。

近年来高速水声通信技术的主要实现方法以相位调制、正交频分复用技术（Orthogonal Frequency Division Multiplexing , OFDM）为主。Thomas Riedl等^[3]采用自适应重采样技术设计了一种水声调制解调器，在12 m距离的情况下通信速率可达1.2 Mbps。张友文等^[4]针对近程高速水声通信的需求提出一种水声毫米波近程通信技术，在发射平台慢速运动的情况下净速率可达900 kbps。但以上方法都采用了迭代估计算法，复杂度高，需要进行大量计算，对硬件算力有着较高要求。

目前脉冲位置调制（Pulse Position Modulation , PPM）调制大多应用在水下激光通信当中，而在水声通信中应用较少，以往文献中大多将PPM调制应用于远距离通信当中，利用PPM调制的脉冲间隔进行特性进行编码达到抑制多径的效果，对于编码后的信息序列进行脉位调制后再加上载频后形成发送信号，信号频带大多处于50 kHz以下，通信速率普遍在kbps级别。且由于载频信号的加入，增加了解调的复杂度。

本文针对低成本水下小型平台集群近距离高速率通信的需求，将PPM调制技术应用到近距高频高速水声通信当中，设计了一套可直接采用硬件进行调制解调的低复杂度水声通信方案，并设计通信机进行水池实验证明了该方案的可行性。

1 PPM调制技术

PPM调制即通过脉冲在信号序列中的不同位置来表示不同的信息，相较于脉幅和脉宽调制它的抗干扰能力强，更加适用于复杂多变的水声信道且实现简单。PPM调制一种正交调制方式，与同样控制脉冲产生的OOK调制方式相比，PPM的平均功率更低，能满足水下平台高续航的需求，且更低的发射功率能增加水声换能器的使用寿命^[5]。

1.1 L-PPM调制原理

单脉冲位置调制（L-PPM）是一种经典的PPM调制方式，它将$n$位二进制数据组映射为由${2^n}$个时隙组成的时间段上某个时隙处的单个脉冲信号，因此一个$L$位的PPM调制信号传输的信息比特为${\log _2}L$。将$n$位数据组表示为$m = ({m_1},{m_2},...,{m_n})$，时隙的位置记为1，那么单脉冲位置调制的编码映射关系可写为：

$ {\mathrm{\mathit\Phi}} :l = {2^0}{m_1} + 2{m_2} + ... + {2^{n - 1}}{m_n}。$

(1)

可知，对于16-PPM调制，一个数据组有4位，调制结果如图1所示。

其中，$M = (0,0,0,0)$时$l = 0$；$M = (0,0,1,1)$时，$l = 3$；$M = (1,1,1,1)$时，$l = 15$。即根据脉冲所在的不同位置表示传输的4位二进制数据，每16个时隙中产生一个PPM脉冲信号代表4个码元信息。采用单脉冲位置调制的方式虽然单个脉冲的能量很高，但它只占一个周期的一个时隙，所以整个周期内的平均功率很小，从而减少了信号传输中的平均功率需求。在生成载有信息的发射脉冲序列后，无需经载波调制，直接发射声脉冲信号。这一操作使得本设计的发送流程极简化，便于后续硬件部署。

1.2 L-PPM解调方法

L-PPM解调就是将接收的载有调制信息的脉冲转换成时隙位置进而解调出原始的信息序列。传统方式是采用一个速率远高于调制时钟的采样时钟对L-PPM信号进行过采样，考虑FPGA采样时钟受限，使用传统的过采样方法进行解调难以实现。也可采用锁相环进行时钟恢复，但因为脉冲间隔较长，通过锁相环恢复时钟实现同步的方法设计复杂。因此这里借鉴文献中提到的方法，直接用接收端时钟同步L-PPM信号的方法对L-PPM进行解调^[6]。

该方法的基本原理是发送端和接收端采用同样的晶振作为时钟，从而可以做到通信双方时钟频率相同。但是因为2个时钟之间没有固定的相位关系，会出现亚稳态现象。因此为避免解调结果受其影响，利用图2的4个不同相位的时钟同时对L-PPM信号进行采样，当至少2个相位时钟正确扫描到帧头信息后认为同步成功，开始L-PPM数据解码。解码过程同样也是分4个相位同时进行，最终选择出现次数最多的结果作为最终的解码结果。通过上述脉冲采样的过程即可恢复出二进制比特数据，而无需复杂的计算过程，简化了系统流程。

2 PPM信号水中传播特性分析

水声信道是一个时间-空间-频率变化的复杂信道，信号在发送端与接收端时域上差异较大，解调难度高。应用于水下平台的通信系统主要受到多径干扰和多普勒效应影响，本方案主要针对水下平台近距离接驳通信，因此通常是处于相对静止状态，则多普勒效应的影响可忽略。因此水声信道多径干扰导致的幅度衰落和码间干扰是影响本文水声通信方案性能的主要原因^[7]，多径效应的时域信道冲击响应（Channel Impulse Response, CIR）表达式为：

$ h(t) = \sum\limits_{i = 1}^N {{a_i}\delta } (t - {\tau _i})。$

(2)

式中：$N$为多径总条数；${\tau _i}$为多途时延扩展；${a_i}$为该条路径衰弱幅度。可以看出，当各条传播路径的时延不同的情况下，最终叠加的信号其相邻符号之间会出现重叠现象，最终导致符号间串扰（Inter Symbol Interference, ISI），降低通信系统的性能。

通常用于抑制多径的信道均衡处理算法复杂度高、且性能对算法参数较为敏感。而PPM调制利用脉冲时隙位置调制信息，因此脉冲时隙在一定程度内提供了抑制多径的可能性。

本方案采用的发射脉冲信号在发射端实测结果如图3(a)所示，一个脉冲周期内的图像是一个典型的超宽带（Ultra Wide Band, UWB）信号，它具有频带宽、功率低的特点。由图3(b)所示频谱图可看出虽然UWB脉冲的频谱极宽，但是声波能量主要集中在5 MHz以下的较低频率部分。

声波在水中的传播过程十分复杂，当UWB脉冲在水中传播时，不同频率成分衰减特性差异较大。在传播过程中由于水体的吸收，声波强度会发生衰减，根据Fisher和Simmons的研究表明^[8]，水体的吸收衰减与水体的温度、盐度、深度和声波的频率有关，并通过实验给出水体吸收衰减的经验公式为：

$ \begin{gathered} {\alpha _w} = (55.9 - 2.37T + \\ 4.77 \times {10^{ - 2}} \times {T^2} - 3.84 \times {10^{ - 4}} \times {T^3}) \times \frac{{{f^2}}}{{1000}} 。\\ \end{gathered} $

(3)

式中：$T$为水体温度，℃；$f$为发射信号频率，MHz；${a_w}$为衰减系数，Neper/m。

根据式(3)绘制不同频率声波的衰减特性曲线如图4所示，图中对不同频率声信号在水中传播相同距离的衰减特性进行对比。可以明显看出频率越高，声波衰减效应越明显，也即意味着对PPM调制声信号脉冲的高频成分而言，随着传播距离的增加能量损失越明显。由式(2)可知接收端收到的信号是不同路径的叠加信号，而次径因声程比直达径大，其幅度相比直达径被明显衰减，并且相邻PPM符号之间的脉冲间隔起到保护间隔的作用，从而起到了抑制多径对PPM解调的影响。

考虑不同频率衰减特性，无载波UWB脉冲信号经水声信道传播后，整体波形包络形状仍会呈现类高斯型^[10]。图5为实测水池中不同距离脉冲的频谱图，图中曲线从上往下距离依次增大最远至2 m处，可以看到高频部分迅速衰减到近乎为0，而低频成分衰减较慢，因此虽然UWB脉冲在水中传播时由于水声信道的吸收效应导致频率成分缺失，波形畸变。但是主体仍呈现类高斯脉冲形状，可以进行解调。

同时，考虑到本系统针对的近距、高速传输场景采用高频载波，由于水声信道对脉冲信号高频分量的强衰减特性，多径因其声程大于直达径将呈快速衰减趋势，接收端选择合理脉冲峰值判断阈值即可抑制多径对解调的影响。

3 系统方案设计说明 3.1 硬件设计

整体系统工作流程如图6(a)所示，通信设备主机和水声收发模块之间的数据交流采用以太网的方式进行高速传输。发送时水声收发模块接收到主机下发的发送信息后，经收发模块处理后通过换能器把电信号转换成声信号进行发送；接收端通过接收换能器将声信号转换为电信号，并在模块内部完成解码并上传回接收端主机完成整个数据传输过程。

收发模块的内部原理如图6(b)所示，上位机通过网口模块与FPGA处理单元之间进行高速数据交互，将数据比特流通过FPGA内部进行信号编码后，直接生成发射L-PPM脉冲序列，经功率放大模块将放大后的电脉冲送入换能器转换为声脉冲进行发送。接收信号则经滤波放大处理后，由ADC模块进行高速AD采集，再送入FPGA处理模块进行运算判断高低电平并解调出数据。最后将解调结果通过网口送回上位机。

3.2 L-PPM信号格式

本系统一帧L-PPM序列信号的帧结构如图7所示，为了判定信息序列的起始和结束位置，在信息序列外还需插入帧头和帧尾。帧头中包括了用于同步的前导序列和用于确定信息序列起始位置的起始码元序列，以及用于确定收发端对象的IP地址和MAC地址；帧尾为帧校验序列码用于校验帧是否正确，提高通信系统可靠性。信号的脉冲结构如图8(a)所示，帧头和帧尾的脉冲要与信息段进行区分，因此相邻2个同步脉冲的间隔要大于2个相邻信息码元脉冲产生的最大时间间隔，这样除了能把信息段脉冲和帧头、帧尾脉冲进行区分之外，还可避免帧头连续产生脉冲导致信息段脉冲能量减弱的情况。同时为了便于解调时进行区分，以及抑制多径效应和脉宽扩展，需要插入保护间隔。在信息段结束时插入保护间隔目的是明确信息接收完成，以防将意外将帧尾误认为信息序列；而如图8(b)所示在每个L-PPM信息码元之间增加一个时隙的保护间隔，以防止2个时隙脉冲连续发出的情况，导致接收端无法区分出2个不同脉冲段^[11]。

与一般PPM调制的窄时隙结构不同，本系统采用的时隙宽度为216 ns，更宽的间隔能够更好地抑制脉冲展宽带来的干扰；同时，宽脉冲信号的优势在于可以直接使用FPGA产生，在接收端也可使用FPGA直接进行解码，能够降低整体系统设计的复杂度。为确保信息传输的可靠性，增加通信系统性能，本系统的编码方式采用RS编码，码率为1∶1.067，它可对字节进行编码，有优越的纠正突发错误性能。

4 实验分析

实验系统样机参数如表1所示，采用的是4位二进制的L-PPM系统，每4 bit数据占用16个时隙加上每个L-PPM码元后一个时隙的保护间隔共3 672 ns。因此每3 672 ns传递4 bit信息，等效通信速率约为1.08 Mbit/s。

实验中采用全指向性、收发一体的换能器，摆放方式如图9(a)所示。为模拟水下设备近距离接驳数据传输场景，将实验水池场景设置如图9(b)所示，在水池中进行了近距离L-PPM声通信实验，水池长3 m、宽2 m，发射和接收换能器摆放位置如图9(b)中箭头所示，换能器之间相距约1.5 m，水池深度40 cm，换能器置于水深15 cm处。

由FPGA信号处理模块产生L-PPM调制信号经换能器产生声波脉冲，在接收端采集换能器收到的经水声信道衰减后的脉冲信号如图10所示。图10(a)为采集到信息段脉冲，图中接收信号虽然伴随较强底噪，但是因为脉冲能量较大仍旧呈现良好的信噪比，不同脉位脉冲之间时隙间隔分明，特征明显。图10(b)为接收到信号的脉冲展开图，单个PPM脉冲宽度约为354 ns，相较于发射信号脉宽展宽约一半，这是由于水声信道传输带来的影响。因为采用单脉冲位置调制，解调时FPGA内部只关注脉冲峰值的位置，因此即使接收端采集到多个高电平脉冲信号仍可恢复出正确信息序列。

为测试本系统的通信性能，在上述实验环境下传输219753字节的文本文件。接收端上位机直接解码存储收到的文本文件，后与原始文本文件进行比对，比对结果显示传输文本误码率为0，系统能够稳定传输数据。

5 结　语

水下无人智能装备是海洋工程技术领域的研究热潮。但受限于水下高速率数据传输限制，小型水下无人平台集群缺乏近距高速通信技术手段。本文面向小型水下无人平台集群个体之间近距离静态接驳场景下高速数据交互的需求，将光通信中常用的L-PPM调制方式应用到近距高速毫米波水声通信当中，设计了一种低复杂度近距高速水声通信方案。本方案可由水声通信机接收机直接采用硬件生成四相位时钟同步采样的方式进行低复杂度解调，大大降低对硬件算力的要求。相比以往相干解调的通信方式，本方案原理简单、便于简单硬件实现。研发的实验系统样机在水池进行实验测试，结果显示在米级距离传输速率可达1 Mbps，适合搭载于小型水下平台设备实现近距离高速率数据传输。