0 引　言

随着海洋科技及相关产业的发展，人类对海洋的研究不断深入，已经拓展到全海深和全海域范围。水深超过1 000 m的深海存在高水压、高盐度、无光线等特点，环境恶劣。而深度从6 000～11 000 m左右的海域，被科学家称为“海斗深渊”（Hadal trench）^{[1 − 3]}。以海斗深渊区的海洋生态、海洋地质和海洋生物为研究对象的深渊科学研究已成为国际地球科学尤其是海洋科学的最新研究前沿^[4]。深海载人潜水器^[5]是深渊科学研究的良好平台。科学家可搭乘它到达海斗深渊区亲自开展有针对性的科学考察和研究。我国已研制了全海深载人潜水器^[6]，并正式投入了科考应用。无刷直流电机因其体积小、性能好、结构简单、可靠性高和输出转矩大等特点^{[7 − 8]}，在深海载人潜水器的推进器、液压源及其他执行机构上得到越来越多的应用。

近年来，针对直流无刷电机的驱动控制研究越来越多。张泽宇等^[9]基于机电能量转换理论和转子同步运动相结合，并考虑复杂参数项的复合矢量控制策略，直接提取并控制电机定子电流的转矩分量来同时实现全速度范围的最大转矩比控制及换相转矩脉动抑制。张淑芳等^[10]设计了一种采用改进粒子群反向传播（PSO-BP）神经网络控制的无刷直流电机控制系统，仿真结果显示比标准PSO-BP神经网络控制有更好的稳定性与抗干扰性，系统动、静态响应更好。蒋龙等^[11]使用遗传算法对比例-积分-微分（PID）控制进行优化，采用优化后的算法构建无刷电机控制系统，仿真表明系统具有更短的响应时间，更高的系统稳定性。李珍国等^[12]构建了能够实现铜耗最小化的直流无刷电机瞬时转矩控制系统，并通过相应的数字信号处理（DSP）控制实验验证了其可行性和有效性。赵轩浩等^[13]基于DRV8323RS驱动芯片设计了无刷直流电机的驱动器，主控制器TMS320C6748通过串行外设接口（SPI）通信方式对DRV8323RS芯片进行模式配置后，实现对带有三相霍尔传感器的无刷直流电机的控制。Lee 等^[14]提出基于傅里叶级数的相位延迟补偿（PDC）算法，通过电机绕组的动力学模型及其傅里叶级数计算得出相位差并补偿，从而提高电机的效率。Pal等^[15]提出一种改进的基于经典转子磁通量（RF）的模型参考自适应系统（MRAS）用于磁场定向控制感应电机（IM）的低速性能。

综上可看出，目前针对无刷电机驱动控制的研究大多采用复杂的控制算法，存在算法复杂、研制周期长，或驱动效率较低、系统状态的检测性较差等问题。深海载人潜水器通过电池供电，能源有限，要求搭载的直流无刷电机具有较高的工作效率，以节省能源。同时还要求各类设备具有较低的工作噪声，以减少对水声设备的干扰。根据严斌等^[16]的研究可知，潜水器的主要噪声源为舷外执行机构的震动。因此降低潜水器主要自噪声源的执行机构工作噪声，减小对水声设备的干扰，对提高潜水器作业安全性具有重要意义。深海载人潜水器由于工作时间长、下潜作业过程中环境变化大，导致执行机构的故障模式在不同深度和不同时间的表现可能存在很大差异，有时甚至出现返回到浅深度或支持母船后故障无法复现的问题，给故障的分析和排查造成极大困难。每次下潜作业受天气、海况、人员等因素制约，下潜作业的机会十分宝贵。因此，提高直流无刷电机驱动控制的可靠性、工作效率、降低系统噪声、提高故障诊断能力，并缩短研制周期成为必然要求。

本文采用具有智能相位控制的三相全波正弦波电机驱动芯片TB6605组成驱动控制模块，智能功率模块（IPM）为功率驱动模块，并结合STM32F103RBT6单片机设计了一种深海载人潜水器直流无刷电机驱动器，并通过实验验证系统性能。

1 总体方案设计

深海载人潜水器无刷电机驱动与控制系统总体方案如图1所示，主要由单片机控制模块、驱动控制模块、驱动信号处理模块、功率驱动模块、信息检测模块、通信模块和上位机等组成。

上位机根据潜航员的操纵指令同时输出–5～+5 V的模拟量和转换生成的串口控制指令到单片机控制模块。单片机对接收的模拟电压和串口数据进行分析，若模拟电压超出死区（–0.5～+0.5 V）范围，则直接控制模拟电压输出；若模拟电压在死区范围内，则根据串口指令转换输出控制电压。电机驱动模块根据接收的控制电压进行计算产生电机正反转指令和脉冲宽度调制（PWM）信号，调节IPM全桥逆变电路的开通和关断，改变施加在电机a、b、c三相绕组上的交变电压，从而调节电机的转向和转速。以TB6605组成的电机驱动模块根据电机的转速反馈自动调节相电压和相电流的超前角，从而始终保持最优的工作效率。信息检测模块检测母线电流、控制电压、驱动器温度、电机转速、霍尔信号等信息，产生报警提示信号，并通过串口通信将检测信息实时上传到控制系统，提供实时信息监测，辅助潜航员进行合理的决策处置，确保人员和装备的安全。

2 硬件电路设计 2.1 直流无刷电机的数学模型

对定子绕组为星型连接的直流无刷电机，其等效电路模型如图2所示。该模型将电机每相绕组等效为电阻、电感和反电势的串联，且假设三相绕组对称，则三相绕组的电阻和电感值相等。其中U_d为电源电压，T₁～T₆为全桥逆变电路的6个开关器件。由该模型可得三相绕组相电压方程如下：

$ \begin{split} \left[ \begin{gathered} {U_a} \\ {U_b} \\ {U_c} \\ \end{gathered} \right] = & \left[ {\begin{array}{*{20}{c}} R&0&0 \\ 0&R&0 \\ 0&0&R \end{array}} \right]\left[ \begin{gathered} {I_a} \\ {I_b} \\ {I_c} \\ \end{gathered} \right] + \left[ {\begin{array}{*{20}{c}} L&0&0 \\ 0&L&0 \\ 0&0&L \end{array}} \right]\frac{\rm{{d}}}{{{\rm{d}}t}}\left[ \begin{gathered} {I_a} \\ {I_b} \\ {I_c} \\ \end{gathered} \right]+ \\ & \left[ \begin{gathered} {E_a} \\ {E_b} \\ {E_c} \\ \end{gathered} \right] + \left[ \begin{gathered} {U_n} \\ {U_n} \\ {U_n} \\ \end{gathered} \right]。\end{split} $

(1)

式中：$ {U_a} $、$ {U_b} $、$ {U_c} $均为相电压；$ R $为绕组等效电阻；$ L $为考虑互感后的每相等效电感；$ {I_a} $、$ {I_b} $、$ {I_c} $均为相电流；$ {E_a} $、$ {E_b} $、$ {E_c} $均为各相绕组因转子产生的反电势；$ \dfrac{{\rm{d}}}{{{\rm{d}}t}} $为微分算子；$ {U_n} $为三相绕组中性点电压。对于无中性点引出的星型绕组，三相电流关系如下：

$ {I_a} + {I_b} + {I_c} = 0。$

(2)

由式（1）和式（2）可得相电流、相电压和反电势的关系：

$ \left\{ \begin{aligned} 2{U_a} - {U_b} - {U_c} = (3R{I_a} + 3Ld{I_a}) - (2{E_a} - {E_b} - {E_c})，\\ 2{U_b} - {U_a} - {U_c} = (3R{I_b} + 3Ld{I_b}) - (2{E_b} - {E_a} - {E_c})，\\ 2{U_c} - {U_a} - {U_b} = (3R{I_c} + 3Ld{I_c}) - (2{E_c} - {E_a} - {E_b})。\end{aligned} \right. $

(3)

直流无刷电机的转矩公式为：

$ T = \frac{1}{\omega }({E_a}{I_a} + {E_b}{I_b} + {E_c}{I_c})。$

(4)

式中：T为电机输出转矩；$ \omega $为电机机械角速度。

由于电机线圈电感的影响，电机转动时相电流存在滞后，相反电势和相电流之间存在相位差^[17]。由式（4）可知，由于相位差的存在，括号内就存在乘积为负的部分，产生负转矩，导致电机整体转矩下降，不能达到最佳工作效率。

如图3所示，通过调整超前角消除相电流与相反电势之间的相位差，实现最大转矩，从而提高效率。然而不同转速下，产生的相位差是不一样的，想要在宽转速范围内实现高效率，通常需要大量元件和复杂算法用于超前角^{[18 − 19]}调节，且需要在调试阶段根据不同电机进行超前角的适配，随之造成研发成本增加和研制周期的延长。本研究采用智能相位控制，可根据转速反馈自动调整施加合适的超前角，能够很好地解决上述问题。

2.2 驱动控制模块设计

选用具有智能相位控制^[20]功能的电机控制芯片TB6605进行电机驱动控制，同时实现系统的低噪声和高效率。该芯片是三相全波正弦波直流无刷电机驱动芯片，具有软启动、锁定保护、霍尔脉冲检测和自动超前角控制等特点。可以根据电机转速自动控制超前角，从而达到全速度范围内的最佳效率。该芯片外围电路简单，可以快速实现无刷电机的高效率、低噪声控制，省去了后期繁琐的调试适配过程，极大提高了研发周期。

由于TB6605为小功率MOSFET功率驱动模块而设计，其上桥驱动信号经充电泵转换为8～20 V的电平，且驱动信号源电流只有10 mA，无法驱动高速光耦隔离器件。为了实现对大功率IPM的驱动控制，对TB6605的控制电路进行适配处理，将输出的三相桥式逆变模块的驱动信号进行电平转换、功率放大和信号隔离，用于驱动IPM进行IGBT的开通和关断的切换。

2.3 功率驱动模块设计

近年来，随着微电子技术和功率电力电子技术的飞速发展，出现了一些高性能、高集成度的智能功率模块(IPM)^{[21 − 22]}。IPM是将IGBT及其驱动电路、控制电路和过流、过温、欠压、短路等保护电路集成于一体的新型功率模块，能自动实现对过流、过温、欠压、短路等复杂工作状态的保护，具有智能特征，同时还具有低成本、小型化、高可靠、易使用等优点。本文采用PM200CS1D060型IPM进行功率驱动电路设计，该模块额定工作电压400 V、电流200 A，瞬态电压500 V，瞬态电流可达400 A，具有一路故障输出端口，可将过流、过温、欠压、短路等故障状态输出用于故障指示。由于IPM本身具有这些故障保护功能，极大提高了功率电路的安全性。为了提高驱动信号的稳定性，采用6个HCPL0454高速光耦对驱动信号进行隔离滤波。该高速光耦具有高共模抑制比（CMR）、高电流传输比（CTR）和低传输延时等特点，非常适用IPM的驱动隔离应用。

2.4 信息检测模块设计

深海载人潜水器工作环境变化大，在不同工作深度的故障现象可能完全不一样，有时潜水器返回母船后可能故障已经无法复现，这给故障排查带来极大的困难。因此，在提高驱动控制系统可靠性的同时，设计较为完善的信息检测功能，提高系统故障诊断能力非常有必要。检测的信息包括模拟量控制电压、母线电流、驱动器温度、电机转速、三相霍尔传感器信号。这些信息为潜航员在潜水器的执行机构工作异常时提供充分的信息依据，从而能够快速、准确地定位是传输线路、驱动器还是电机出现故障，极大提高了潜水器运维效率和经济性。

信息检测分为模拟量和数字量的检测。模拟量先通过运放电路滤波、放大，输入到AD采集模块，通过隔离SPI传输到单片机，单片机通过外部终端监测霍尔信号的状态。

3 实验分析

为验证本文方案的可行性和性能，加工一套驱动器，在实验室搭建测试系统，对本文研制的驱动器和某方波驱动器的性能进行对比实验。实验用电机为一款深海推进器直流无刷电机，该电机轴直接输出连接螺旋桨，无减速机构。额定工作电压为300VDC，额定转速为1 000 r/min，额定输出功率为5 kW。根据推进器螺旋桨相关参数计算出电机相应转速对应的扭矩，采用磁粉制动器作为负载，通过扭矩传感器测量电机输出扭矩、转速和功率。

实验时设置电源电压为290VDC，选取100、250、400、550、700、850和1000 r/min共7个转速作为测试点，得到系统在每个测试点的效率。为了对比正弦波驱动和方波驱动时，电机运转的平稳性和噪声性能，在这些转速测试点还对电机转动时的噪声进行了对比测试。通过手持式噪声信号分析仪分别对2种驱动器工作时的背景噪声和各转速时的噪声进行测量。在测试时，通过水管淋水为电机降温，风扇为磁粉制动器降温。因此，所有噪声测试数据均包括水流、风扇和背景等噪声。测试结果分别如表1、表2和图4、图5所示。

由图4可知，当电机转速在约475 r/min以下时，2种驱动器工作时的母线电流基本相同；当电机转速在约475 r/min以上时，本文驱动器工作时的母线电流比方波驱动工作时的母线电流小，效率更高。且在额定工况时，采用本文驱动器可实现90%以上的系统效率（电机轴功率相比驱动器输入功率）。

由图5可知，在电机全转速范围内，本文驱动器控制电机转动时的噪声相比方波驱动器控制时有明显减小。特别是在电机高速（700 r/min以上）转动时，方波驱动器控制时的电机转动噪声急剧升高。而采用本文驱动器控制时，电机转速在550～850 r/min内时，由于自动超前角的作用，电机转动噪声有所降低，850 r/min以上时，电机转动噪声缓慢增加，在额定工况时的噪声比方波驱动器减小7.9 dB。实验结果表明，本文研制的驱动器在提高系统效率的同时，还能提高电机运行的平稳度，降低系统噪声。

4 结　语

本文从提高深海载人潜水器直流无刷电机工作效率、故障诊断能力、降低噪声，并缩短研制周期等需求出发，采用具有智能相位控制的三相全波正弦波电机驱动芯片、智能功率模块，结合单片机设计了一款直流无刷电机驱动控制器，并详细阐述了系统总体方案和硬件电路的设计。

通过在实验室搭建实验装置，对本文研制的驱动器和某方波驱动器驱动同一款深海电机时的效率和噪声进行了测试。实验结果表明，本文研制的驱动器采用正弦波驱动，结合自动超前角的控制，总体运行效率已达到方波驱动的效率，且在高转速时，其效率要高于方波驱动，额定工况点效率高达90%以上，且在全转速范围内，提高了电机运转的平稳度，降低系统噪声，对提高深海载人潜水器的作业效率，降低整体噪声具有重要意义。