0 引　言

现代舰船电子设备智能化程度越来越高，功能越来越强大，这都离不开多种传感器和天线设备的应用。舰船平台安装了种类繁多的天线系统，给舰船平台资源布局、雷达散射面（RCS）减低和电磁兼容问题的解决带来了挑战。相控阵雷达具有多功能、覆盖频带广、易于共形^[1]搭载等特点，可以较好地解决以上问题，这就需要设计与之适配的平面超宽带阵列天线。传统的超宽带阵列天线相对比较成熟，但是大多阵面高度高，制作复杂，如经典的vivaldi天线阵列^[2]，带宽与高度相关，额外的巴伦结构也增加了整体阵列高度。而造价便宜，制作简单的平面微带阵列天线，却难以达到超宽带的特性。

紧密耦合阵列的模型最早可以追溯到1965年Wheeler提出的理想电流面^[3]，它是一种简化的理想模型，由无限靠近的电流源组成，具有固定的输入电阻（随着扫描角度变化而变化），而没有电抗，因此具有无限的带宽。1968年Staiman发现在地平面上的相邻偶极子单元结构呈现出宽带的性能^[4]。直到2003年，Munk教授再次提出这个概念^[5]，利用偶极子终端电容耦合逼近Wheeler的无限电流面，并分析了地平面电感加载和上层介质板加载对带宽的影响。国内杨仕文等^[6-8]从2006年起一直在跟进中。本文基于紧密耦合阵列原理设计双极化超宽带阵列天线，优化了馈电结构，去除了对巴伦等复杂结构的依赖，使阵列进一步平面化。最终测试结果满足设计要求，具有较高实用价值。

1 紧密耦合型阵列的基本原理

基于紧密耦合原理设计的阵列弥补了传统超宽带阵列的不足。传统的超宽带阵列的设计方法是首先设计好阵列单元，使得单元具有超宽带性能，然后将单元进行组阵，尽量避免单元之间的互耦对阵列整体的影响从而达到阵列超宽带的目的。而紧密耦合阵列设计是一种完全不同的方式，即在偶极子单元之间引入强耦合，从而达到阵列的超宽带性能。超带宽原理详细叙述参考文献[9]。

图1给出了紧密耦合阵列单元的等效电路，根据Munk教授的理论，天线的输入阻抗为 ${Z_{\rm{A}}}=j{X_{\rm{A}}}+ Z_1^- || Z_1^+$ ，其中 $Z_1^+ $ 是从天线看向地平面的阻抗，而 $ Z_1^-$ 是从天线看向自由空间的阻抗，这二者对于天线输入阻抗是并联关系，X_A是阵子和终端电容耦合引入的电抗，R_A0是自用空间特性阻抗，约等于377 Ω，R_A1是上层介质特性阻抗。

从天线向地平面方向看去，可以看做是中端短路的传输线，由传输线理论有 $Z_1^+$ =j2 R_A0tanβl，取阵子距离地平面距离为特定频率f₀的1/4波长，作出 $Z_1^+ $ 随频率变化的smith圆图，如图2所示。可见 $Z_1^+ $ 是随频率变化的纯电抗，在低于f₀的时候呈电感特性，高于f₀的时候呈电容特性。而由偶极子基本原理可知，其引入的电抗在低频时成容性，高频时呈感性，二者电抗可以相互补偿，达到超宽带的目的。

上层没有介质板加载的情况下有 $Z_1^- $ =2 R_A0，上层加载介质板的作用可以直观理解为降低了 $Z_1^- $ 的值，从而削弱了 $Z_1^+ $ ，这让电抗X_A的抵消效果更加明显，从而进一步拓宽带宽。由传输线原理也可推出，加载介质板后 $Z_1^- $ 也呈现出低频电容性高频电感性， $Z_1^+ $ 在被电抗X_A抵消之前先削弱一部分，从进一步拓宽带宽，最终的输入阻抗Z_A如图3所示。在smith圆图中环绕起来，呈现出宽带的特性，就是将较高的输入阻抗匹配到50 Ω传输线，巧妙的改造了地平面进行这一匹配，没有增加额外的巴伦匹配，使得阵列整体平面化。

2 无穷大阵列的单元设计与仿真 2.1 单元结构设计

根据上文所述原理，设计一种终端电容耦合的平面偶极子阵列。图4为结构侧面示意图，其中短路金属柱是为了防止共模谐振问题的出现^[10]，该结构避免了不平衡同轴馈线对平衡阵子馈电时引起的共模谐振问题，而这一问题往往使用宽带巴伦或者馈电保护罩去解决，短路金属柱避免了使用这些结构带来的阵列高度和制作复杂度的增加。

另一个设计关键便是输入电阻的匹配。经过电抗补偿的的阵列产生了超宽带的特性，但是整体输入阻抗还较高，传统的阻抗匹配方案都会增加阵列高度与制造复杂度，参考文献[10]中应用的FuzzButton结构简单，但是价格昂贵，国内也较难得到，如何设计一种复杂度低且制作成本低匹配方案是一个难点。本文巧妙地利用金属地与1/4波长传输线匹配原理，设计一种简单的匹配结构，如图5所示。同轴线阻抗公式为：

$ Z_0=\frac{60}{\sqrt{\varepsilon r}}{\rm{ln}} \frac{b}{a} 。$

(1)

式中： $ \varepsilon r$ 为同轴介质介电常数；a为同轴线内径；b为同轴线外径；Z₀为同轴线阻抗。

可见改变同轴线的内外径比例可以改变同轴特性阻抗，根据此原理可以采用将同轴外导体剥离，而由金属地上的孔径大小来控制同轴线特性阻抗的方法，同时金属地板厚度设置为中心频率的1/4波长，这样选择合适的金属地板通孔孔径和板厚，便形成了传统的1/4波长匹配线。这种方案制作简单，成本低，没有额外的增加阵列高度，易于集成和模块化制造。

2.2 无穷大阵列仿真结果

利用HFSS仿真软件，对单元结构进行建模，如图5所示。其中下层介质圆形通孔为金属化过孔，用于给偶极子馈电，偶极子末端重叠引入末端电容耦合，为了加工拼版方便，上层介质板也设计了一样的通孔，其中方孔是为了降低平均介电常数，从而抑制阵列表面波。通过对介质板厚度、阵子间距与宽度等相关参数的优化，得到仿真结果如图6所示。可见，在6.5~20 GHz范围内都S11<−10 dB。无穷大阵列作为实验性验证，是一种相对理想的建模仿真，没有充分考虑实际有限阵列的边缘截断效应以及端口之间的相互耦合，为了真实模拟阵列工作情况，还需要进行有限大的阵列仿真。

3 8×8阵列的仿真与测试 3.1 阵列的仿真建模

为了进一步逼近真实情况，利用HFSS仿真软件进行有限大阵列的建模和仿真。鉴于实验室计算机条件的限制，选取了8×8维度的有限大阵列进行仿真。由于天线工作带宽较宽，为了获得准确的仿真结果，采用分段仿真的方法并采用离散扫描对阵列进行求解。为了下一步加工的需要，仿真时分析了同轴线与接地板缝隙，阵子之间缝隙等加工过程中可能产生误差的地方，对相关参数进一步调整。图7为8×8阵列仿真结构，其中阵列中深色部分为尼龙螺丝结构的仿真。

3.2 阵列的加工与测试

对8×8阵列结构进行加工，采用尼龙螺丝对板材进行固定，上层与下层介质板选用亚龙AD255C，偶极子层介质选用亚龙CLTE-AT系列，对同轴电缆进行截断处理，手工对截断处同轴线缆进行外导体剥离等处理，处理为与图5中同轴电缆相同结构，最后再地板上焊接，天线层与层之间通过尼龙螺丝进行压合，并与接地板连接，利用万用表测试电连接良好。

利用矢量网络分析仪对阵列进行驻波测试。这里要注意的是，紧密耦合型阵列输入阻抗可以分为嵌入阻抗与扫描阻抗2种，嵌入阻抗即为中心一端口接入矢网测试，其它端口接上匹配负载，扫描阻抗为所有端口接入功分类设备同时馈电，在设备最终端进行测试，嵌入阻抗相比较扫描阻抗的阻抗带宽要窄(即阻抗变化较大)^[9]，所以对嵌入驻波测量时，带宽相对要窄一些。由于实验条件限制，仅能对嵌入阻抗进行测量，测试所得带宽为实际应用中最差可能情况。中心一单元馈电，4×4单元在同轴线末端接上50 Ω负载匹配，测得输入阻抗如图8所示。测试结果与仿真结果吻合较好，在6.8～20 GHz范围内都有VSWR<2。基本满足设计要求。图中可见在更高频段S₁₁进一步下降，这是由于超过本测试所用同轴电缆的工作范围，导致损耗过大的而引起的S₁₁较小，并不属于天线工作频段。

3.3 阵列方向图仿真结果

天线另一个重要的属性便是增益方向图，这里给出10 GHz时，天线中心同极化方向五端口馈电时正交平面上的方向图，如图9所示。其中Phi=90°的方向为平行阵子排列方向，即使E面方向图。可见，天线在10 GHz时有6 dB以上的增益，极化隔离度大于15 dB，可适应工程化的需要。

完成8×8阵列制造与仿真，其单个端口馈电时由于阵列不对称产生的边缘截断效应较为强烈，导致电流分布严重不对称，会产生一定方向图畸变，不能正确体现出此类阵列的真实辐射性能。通过比较3×8阵列与3×16阵列中心一端口馈电发现，阵列规模增大后该问题不复存在。为了在8×8阵列条件下，较好体现阵列实际辐射特性，需要增加中心的同一极化馈电口数量，强制将辐射电流的不平衡效果削弱。要特别提出的是，阵列在实际应用中是多个端口馈电，这种馈电仿真方式也更贴近于实际的阵列应用。同时由于阵列具有平面化的优点，易于模块化构建，为后期组成更大的阵列进行单端口测试提供了方便。

4 结　语

本文分析了紧密耦合阵列超宽带性能的基本原理，并基于这一原理设计了一种双极化阵列天线，在6.8～20 GHz内VSWR<2，10 GHz增益大于6 dB，极化隔离度大于15 dB，阵列采用50 Ω同轴线直接馈电，巧妙改造地板进行阻抗匹配，使整体阵列可平面化制造、模块化组阵和共形安装，适用于舰船平台相控阵雷达应用。