0 引　言

振动主动控制技术可以有效减弱潜艇动力机械振动向艇体传递，提高潜艇的声隐身性能。因此采用各种主动隔振技术，如主动、混合隔振器，甚至主动浮筏技术来提高装备的声隐身性能。作动器是主动隔振的核心部件之一，它的精度和性能直接影响到系统的隔振效果，但是现有的作动器几乎无法达到设计要求。与其他作动器相比，超磁致伸缩作动器（Giant Magnetostrictive Actuator，GMA）在响应速度、承载能力和使用条件等方面具有很大的优越性，其应用广泛，探讨超磁致伸缩作动器在潜艇主动隔振系统中的应用，对于我国军事发展具有重大意义^[1]。

超磁致伸缩作动器需要驱动电路放大小功率的控制信号来驱动其输出响应信号。超磁致伸缩作动器驱动电路的设计要根据超磁致伸缩材料的工作机理来决定。根据超磁致伸缩材料的驱动特性，其驱动电源应具有以下特点：驱动电源是一个在较大范围内连续可调的恒流源；驱动电源的稳流特性要好，稳定性要高；驱动电源具有良好的频响特性；采取一定的措施进行超前补偿，同时还具有保护电路，以抑制开关电源等电流变化较大场合所产生的瞬态电压对功率器件的冲击。

张伟等^[2]研制了稀土超磁致伸缩换能器驱动器，该作动器由计算机PCI总线FPGA信号发射卡、IGBT驱动器、IGBT逆变器及电源组成；浦军^[3]和杨兴^[4]分别利用电压跟随器与场效应对管组成的放大电路组成驱动电路，李国平等^[5]用电压跟随器与单级场效应管组成可调驱动电路，刘成文等^[6]采用三角波与方波比较产生基于脉宽调制（PWM）波形的驱动电路。由于作动器为感性负载，如何保证驱动电源的线性度成为目前急需解决的难题。

1 驱动电源的工作原理

本文电源是为驱动作动器特定感性负载而设计的一种线性功率放大器。它输出电流大，适应阻抗变化大的负载。由于负载需要的是电流，因而采用恒流工作方式，图1为作动器驱动电源的原理框图。

本设计中的驱动放大器是标准的三级直偶功率放大器的结构，采用输出电流负反馈。和其他形式的驱动放大器相比较，电路结构具有一系列优点：

1）直流特性方面，由于输入级是差分电路，可以抑制温度漂移，使整机直流工作点更加稳定，并可以和信号源直接耦合，成为纯直流放大器。三级放大结构虽然是直接耦合形式，但每一级都可以进行单独的静态工作点设定，因此调试方便可靠。

2）交流特性方面，差分输入电路使得整个驱动放大器具有优良的共模抑制比和电源抑制比；设计成大的开环增益和深度的负反馈也使驱动放大器获得宽的频率响应和优秀的线性；主极点补偿简单可靠，保证放大器的稳定性；大环路负反馈，输出端设置电流取样电阻，使放大器的增益调整方便。

具体工作原理如下：输入端C₃，R₁₉是低通滤波器，滤除不必要的噪声信号。输入级Q₁，Q₂接成差分电路，Q₈，Q₉是差分级的电流镜负载，可以提高开环增益和转换速率；Q₁₀是共射级放大器，为中间电压放大级，为整机提供电压增益，Q₁₁是射级跟随器缓冲级，C₄是放大器的密勒补偿（极点分离）电容；Q₄和Q₃分别为输入差分级和电压放大级提供恒流源。前级放大电路如图2所示。

Q₆，Q₇，Q₁₂，Q₁₃组成两级射级跟随器结构的输出级，具有很大的电流增益，以足够的输出电流驱动作动器线圈产生交变磁场，输出端D₁，D₂为保护二极管，防止电感线圈反向感应电压把输出功率三极管击穿。作动器线圈等效电路为35 mH，电感串联2.88 Ω。在作动器驱动频率40 Hz上阻抗为8.792 j+2.88 Ω，电压超前电流θ=arctan(8.792/2.88)≈71.8°

R₂₁为输出电流取样电阻，阻值为1 Ω的无感功率电阻，最大功耗为20 W。后级输出级电路如图3所示。

2 驱动电源特性仿真分析 2.1 稳定性仿真分析

由米勒效应的原理，主极点产生在中间电压放大级的基极处，忽略VAS级晶体管的极间电容，由密勒定理得米勒电容为：

$ {C_M} = {C_C}(1 + {G_m}{R_L}){\text{。}} $

(1)

其中：C_C是主极点补偿电容，本电源里为330 pF；G_m是电压放大级的跨导；R_L是电压放大级负载电阻，而

$ {G_m} = \frac{{{I_{CQ}}}}{{{V_T}}}{\text{。}} $

(2)

式中：I_CQ是VAS级晶体管静态工作点，这里取10 mA，V_T=26 mV为温度的电压当量，假设VAS级后面电流放大倍数为10000，负载阻抗为9 Ω，则R_L约为90 kΩ。由以上可求出C_M大小，约504 nF。而VAS级输入端阻抗R一般在40 kΩ左右，代入下式估算主极点频率的位置：

$ {F_{{\rm{main}}\_{\rm{pole}}}} = 1/2\text{π} R{C_M}, $

(3)

代入得

$ {F_{{\rm{main}}\_{\rm{pole}}}} = \frac{1}{{2\text{π} \times 40\;000 \times 504 \times {{10}^{ - 6}}}} \approx 7.9\;{\rm{Hz}}\text{。} $

(4)

驱动电源采用主极点补偿，可以算出次主极点的位置，并且说明驱动器闭环后，闭环增益曲线和开环增益曲线的交点落在次主极点和主极点之间，所以这个区域开环增益还是以-6 dB/oct滚降的，驱动器能保证相位稳定余量。

由于采用了密勒补偿，产生了极点分离，使次主极点推到更高的频率处，开环频率特性的仿真如图4所示。

由仿真可见，整个驱动放大器的开环增益约125 dB，主极点在7 Hz，而在驱动频率40 Hz处，由主极点产生的相移（约80°）和电感线圈产生的相移（约72°）叠加也不会导致稳定性问题（有足够的相位裕量），与计算结果趋于一致。输出信号见仿真图，如图5所示。灰色是输入电压，黑色是输出取样电阻上电压，1 V对应1 A电流。波形清晰，无振荡迹象。

2.2 输出功率晶体管的功耗核算

由于输出端为感性负载，电压和电流产生了相位移动，这对输出级功率管造成了额外的压力，设计不当会因为过功率而损坏，所以有必要进行功率核算。2SC5200^[7]和2SA1943^[8]的安全工作区曲线如图6和图7所示。

图8为设定输出峰值电流为3 A时，输出级上臂晶体管Q₆和下臂晶体管Q₁₃的管耗仿真。可以看出，输出级上臂晶体管（灰色标示）的动态功耗跟随驱动信号的频率周期性地达到峰值，功率峰值达到了103.7 W，对照晶体管的数据表，发现峰值功率没有超出允许的功率耗散值。而下臂晶体管（黑色标示）的动态管耗虽然和上臂管的周期一致，峰值交替出现（乙类放大器的特性），可功率峰值达到了155.3 W。经观察发现仿真曲线中峰值大于最大连续功率（150 W）的时间为1.67 ms，对照管子的SOA曲线，是完全满足要求的。

2.3 驱动电源线性度仿真

图9为驱动电源线性度的仿真曲线，表示输出的驱动电流随输入信号电压的变化关系。横坐标是输入电压，范围−1000～1000 mV，纵坐标是输出的驱动电流，范围−3～3 A，都是线性坐标，并且输出电流范围满足驱动作动器线圈的要求。可以看出，曲线越趋于一次函数关系，说明本驱动电源线性度越好。还可以通过曲线的斜率直观地得出驱动电源的跨导增益，约为3 A/V。当输入电压信号为0时，输出驱动电流并不为0，这个是由于输入差分晶体管特性差异造成的失调，可以外接调零电路予以解决。

3 驱动电源测试实验

实验采用的负载线圈电感量为35 mH，静态电阻为2.88 Ω。通过实验得到驱动电源输入输出关系曲线，即“定度曲线”。定度曲线偏离其拟合直线的程度就是非线性度。驱动电源定度曲线如图10所示。可知，其线性度较好，在输入电流范围为−3～3 A连续作用下，其驱动电源输出电流与输入电流保持一定的线性比例。

4 结　语

以2SC5200和2SA1943大功率晶体对管作为放大器件，采用恒流工作方式设计了驱动电源。仿真结果和测试结果都表明该驱动电源具有良好的线性特性，能满足超磁致伸缩作动器的要求。