0 引 言

提高发射机输出功率是提高声呐探测距离的最直接方法。提高发射机输入电压可以降低功率在电缆上的功率衰减。但一般使用的推挽拓扑电路受变压器励磁电感和漏感尖峰影响^[1]，功率管两端需承受的电压应力可达母线电压的 3 倍以上，对功率管耐压指标要求很高。使用全桥拓扑电路可以有效降低电路对功率管的最大耐压值要求，提高电路工作可靠性。

1 声呐发射机结构

声呐发射机主要由信号发生器、功率放大电路、匹配网络和发射换能器 4 部分构成。发射机逻辑结构组成如图 1 所示。

声呐发射机信号频率大多在音频范围内，通过现有 MOSFET 开关器件组成的开关电路可以方便地实现功率放大。功率放大电路的设计需要考虑到发射机电源电压、发射声源级需求、辐射阻抗等因素的限制，实际选择需要多方面考虑。

对于输入电压较高、输出功率较大的功率电路，由于变压器漏感的客观存在，在开关管两端会产生很大的漏感尖峰，严重时会造成开关管的击穿，在推挽拓扑中该现象尤为明显。全桥电路由于自身电路结构特点，能够有效钳制开关管两端的电压尖峰，保证电路稳定工作。

2 全桥拓扑功率电路设计过程

全桥拓扑电路主要由 4 个功率管和二极管组成，其电路原理图如图 2 所示。

Q₁ 与 Q₄ 为1组，Q₂、Q₃ 为1组，2组交替导通。VD1～VD4 为钳位二极管。当 Q₁和Q₄ 关断时，在变压器励磁电感和漏感的作用下，其漏源级之间会产生很大电压尖峰。VD2 和 VD3 导通，使变压器初级两端电压钳制在输入电压 V_dc 附近。在导通时间内，变压器初级漏感储存能量通过钳位二极管释放^[2]。励磁电感中的能量通过 VD2 与 VD3 形成的通路反馈回电源中，故又称为反馈二极管。在功率管导通或关断的时，每个 MOSFET 漏源级电压应力始终保持在直流电压 V_dc 附近，有效降低了变压器励磁电感和漏感尖峰的影响^[3]。

2.1 功率管选择

功率电路设计中，MOSFET 的选择至关重要，需要考虑的参数很多，主要有最大漏源电压、最大漏极电流、导通内阻、输入电容、反向传输电容^[2]等。

1）最大漏源电压 V_DSS

由全桥电路工作原理，Q₁～Q₄ 的漏源电压应力为输入直流电压 V_dc，避免了漏感尖峰对功率管耐压的苛刻要求。在选择开关管时要考虑一定的安全裕量^{[1, 4]}，一般取最大漏源电压为 1.5V_dc。

2）导通内阻 R_ds

考虑到大输出功率条件下 MOSFET 的导通损耗和温升，要求在理想结点温度（取 100 ℃）时漏源级之间的导通压降不高于直流输入电压的 1%^[1]。

由于 MOSFET 的导通电阻具有正温度系数，100 ℃ 情况下的 R_ds 是 25 ℃ 的 1.6~1.8 倍，则可求得满足要求的导通内阻。在实际使用时，为减小压降和热损耗，一般选用内阻最小的功率管。

3）最大漏极电流。

在连续导通时，MOSFET 处于稳态，此时电流连续通过功率管。电流脉冲尖峰是指有大量电涌（或尖峰电流）流过器件。一旦确定了这些条件下的最大电流，只需考虑电流安全裕量的前提下选择能承受这个最大电流的器件便可。

4）栅源电荷

对于高速开关电路，MOSFET 栅极与源级之间存在不可忽略的极间电容，为高开关速度，减小开关损耗，需要选择栅电荷尽量低的功率管。

该声呐发射机要求发射频率 25~35 kHz，输入电压 500 V，单路输出瞬时功率 600 W。经过计算选择 IXFH6N120P 作为功放管。

2.2 驱动电路设计

MOSFE 的直流输入阻抗很高，在栅极电压建立起来后，一般只流过纳安级电流。但在 MOS 管导通过程中，栅源级之间有一个较大的不可忽略电容，为快速导通或关断，需要栅极驱动电流足够大。MOSFET 栅源级、栅漏极等效电路如图 3 所示。C₁ 为栅源级电容，即输入电容 C_iss；C₂ 为栅漏极电容，即反向传输电容 C_rss。驱动电路提供的栅极电流 I_g 包含 I₁ 和 I₂ 两部分，分别对应于流入 C₁和C₂ 的电流^[5]。

由 IXFH6N120P 的传输特性曲线，漏源电流要达到设计要求，栅源电压 V_DS 要达到 6 V 以上，选取满足要求的栅源电压为 10 V。驱动过程中栅极电压上升是个较复杂的过程，由于栅极电压上升时间很短，可合理假设该电压为线性上升。

在 t₁ 时间内，栅极驱动电压上升到 10 V，所需驱动电流 I₁ 平均值为：

${I_1} = {C_{rss}}{\rm d}v/{\rm d}t = 10{C_{rss}}/{t_1}{\text {。}}$

然而，栅极电压到达 10 V，漏极导通，漏源级电压由 V_dc 下降为导通压降 V_DS。为简化计算，可忽略 V_DS，这样 C₂ 的上端电势下降了 V_dc，而下端电压上升 10 V，即所谓“米勒效应”。完成该过程所需的电流为：

${I_2} = {C_{iss}}{\rm d}v/{\rm d}t = {C_{iss}}\left( {{V_{dc}} + 10} \right)/{t_1}{\text {。}}$

要求开关管的开关管时间小于发射周期的 10%，则可计算出驱动电路需提供的最小电流为 50.6 mA。

ADuM5230 是一种 MOSFET/IGBT 驱动芯片，每片可驱动两路功率管，且输出电压相互隔离；其驱动端能够提供 150 mW 功率，100 mA 拉电流和 300 mA 灌电流，完全满足设计要求的驱动电流，保证 MOSFET 的快速通断；最大输出电压 18 V，满足电路设计需求。

全桥电路中同组的 2 个 MOS 管工作状态相同，需要提供相同相位的驱动信号。Q₁和Q₄ 导通时，Q₁ 源级电平为 + V_dc（称为高端电压，High side），Q₄ 源级电平为 0（称为低端电压，Low side）。ADuM5230 芯片内部 DC-DC 模块的存在最高可以允许两路高端电压输出和低端电压输出存在 700 V 的差分电压，满足该设计要求，保证驱动电路不因两路查分电压过高而损坏。利用该芯片搭建的驱动电路见图 3。

2.3 死区时间设计

由全桥拓扑电路结构易知，如果 Q₁、Q₃ 或 Q₂、Q₄ 同时导通，将会使电源短路。为避免这种危险，应在两路驱动信号之间加入“死区时间”，使每个功率管的导通时间不超过半周期的 90%，保证不会存在直通隐患^{[1, 6]}。驱动信号可由2个存在一定相位差的控制信号产生，波形如图 4 所示。

2.4 RCD 吸收电路设计

MOSFET 在工作过程中有 4 种工作状态：开通、通态、关断、断态。在断态 MOSFET 能够承受高电压漏电流小，通态时可承受大电流但管压降小。而在开通和关断过程中 MOSFET 开关管在开关时两端上升（下降）的电压与下降（上升）的电流存在重叠时间，会同时承受高电压、大电流，所以有较大开关损耗 $\int {I\left( t \right)V\left( t \right){\rm d}t} $ 同时由于变压器漏感、分布电感的存在，会出现很大的电压电流变化率。如果不采取保护措施，高电压、大电流可能损坏开关器件。为了使开关器件工作在安全工作区，在功率电路中常设置 RCD 缓冲吸收电路^[7]。RCD 缓冲吸收电路主要作用如下：一是限制电压和电流变化率，减小过冲；二是减小电路开关损耗；三是改善开关管工作曲线^[8]。

使用的 RCD 缓冲电路如图 5 所示。

3 可靠性测试

完成声呐发射机要求的全桥功率电路板（在同一块电路板上）调试后，进行了大功率发射可靠性测试实验。

功率电源供电电压为 500 V，电路负载为 550 Ω/600 W功率电阻，发射频率为 25 kHz 的 CW 波，脉冲时间长度 200 ms，占空比 0.2。测试 3 个工作周期，每个周期连续工作 20 min，每 2 min 测量并记录其中一个 MOSFET 器件和驱动芯片温度变化数据；测量负载端波形，此过程中电路板不附加任何散热措施。测试结果如图 6和图 7 所示。

在没有辅助散热的条件下，电路工作 20 min后，功率管最高温度为 54 ℃，驱动芯片温度为 63 ℃，且都趋于稳定，证明电路能够长时间稳定工作。

由于手工绕制的实验用变压器不够规范，电压波形尚存在一定的尖峰，但该尖峰幅度远小于相同实验条件下推挽拓扑功率电路的电压尖峰，波形较为稳定。

4 结 语

全桥拓扑结构能有效降低因变压器漏感造成的电压尖峰的影响，降低电路对功率管耐压值的要求，提高电路工作稳定性。利用 ADuM5230 驱动芯片的输出隔离特性设计的驱动电路可以良好地解决高输入电压条件下电势差过大的问题。死区时间的设计杜绝直通现象的发生，RCD 吸收电路可吸收变压器漏感能量，改善 MOSFET 开关特性，提高电路稳定性。经过可靠性测试，验证电路工作可靠性，说明该全桥拓扑功率电路具有一定的实用价值。