2. 北华航天工业学院 电子与控制工程学院, 河北 廊坊 065000
设计了一种埋藏介质贴片引向天线，工作在2.4 GHz的无线工业、科学、医学频段，该天线采用金属片与介质板层叠安放，辐射方向垂直于天线表面，属于端射天线.嵌入了超材料结构，剖面结构尺寸缩小为原天线的69%.同时，天线匹配性能有所提升，辐射特性优于原天线.采用有限元全波仿真技术对天线的设计进行了分析和优化，改进后的天线在2.4 GHz频点回波损耗下降了3 dB，E面和H面辐射场强提升了1 dBi，实现了天线的小型化和灵活性.最后通过时域有限积分法对辐射性能进行了验证.
2. School of Electrical and Control Engineering, North China Institute of Aerospace Engineering, Hebei Langfang 065000, China
Working in the 2.4 GHz wireless industrial scientific medical (ISM) band, a buried dielectric patch Yagi antenna was designed. Antenna metal sheet and medium plate is placed alternately and radiate perpendicular to the antenna surface, belonged to the end-fire antenna. The antenna is improved by embedded metamaterial structure. By using the phase compensation characteristics of metamaterial,the section size shrinks to 69% of the original antenna structure, at the same time, the matching and radiation performance is better than that of original antenna. A full-wave finite element simulation method was adopted to design and analyze the antenna, and the improved antenna return loss is decreased by 3 dB in 2.4 GHz frequency, and then E and H-plane radiation field intensity is got 1 dBi, which achieves the small size and flexibility demand of the antenna. Finally, the time domain finite integration method verifies radiation performance.
引向天线通常是由一个有源振子、一个反射器和若干个引向器构成，在超短波和微波波段应用比较广泛[1, 2]. 优点是结构简单、馈电方便、质量轻. 缺点是工作频带较窄、增益不够高. 笔者的引向天线设计工作在2.4 GHz频域，此频域属于工业、科学、医学(ISM，industrial scientific medical)频段.
为了保证终端的便携性，天线在一定的辐射增益条件下，小型化和共形性是设计的进一步要求. 通过将天线埋藏在介质中，使其工作波长缩小，天线结构随之相应地减小，即所谓的介质埋藏形式. 但在介质中，工作波长的缩小是有限的，过大的介质常数会引起大的介质损耗. 因此，笔者提出了一种埋藏介质贴片引向天线，加入了超材料的人工介质层，有效地克服了传统设计振子间间距的要求，大大压缩了层间距，剖面尺寸得到了明显地缩减，同时也保证了良好的辐射和匹配性能.
1 介质引向天线设计 1.1 整体结构常见的介质引向天线主要包括平面型介质引向天线和层叠型介质引向天线. 笔者的设计采用了基于层叠放置的形式，该结构属于端射工作方式，电磁波能迅速远离发射终端，减少周围环境对其的影响，使电磁能量更充分地向外界辐射[3].
该天线振子单元埋藏在相对介电常数为4.4的环氧玻璃布层压板(FR4，epoxy glass cloth laminated fiber board)介质中，结构包括一个金属引向片、一个金属反射片和一个有源半波振子片. 分解结构可参见文献[3]，天线的各层依次层叠放置，使振子完全嵌入在介质中，因此称为埋藏天线.
1.2 天线具体尺寸设计该设计天线以空间引向天线为原型，因此仍延用空间引向天线的理论和设计方法. 由引向天线设计的一般理论可知，引向天线各振子之间的间距为0.15λ～0.30λ；有源振子需设计为信号谐振长度，即半波波长，且振子越粗，长度越短，一般长度可选取为0.46λ～0.49λ；反射振子是为了保证天线的辐射指向性的，其长度通常不短于工作频段最大波长的1/2，一般选在0.5λ～0.55λ；引向器长度约为0.38λ～0.44λ，其中λ为天线空间工作波长. 根据天线振子的特点和工程设计经验，当天线振子结构满足假设条件L/W→∞时，其中L为振子长度，W为振子宽度，工程上常取振子半径为$R \leqslant \frac{{2L}}{{10}}$. 当采用贴片形式代替金属棒时，贴片振子的宽度应为R的2倍.
根据上述结构设计理论，采用有限元全波分析方法(FEM，finite element method)，设计和优化了对应工作频段的埋藏介质贴片引向天线，最终各部分尺寸优化结果：引向振子长为0.38λ，宽为0.008λ；激励振子长为0.462λ，宽为0.008λ；为了使反射振子起到更好地阻止反相辐射的功效，这里将反射振子延展为导电地板，尺寸长为0.84λ，宽为0.24λ. 引向振子和激励振子间距为0.2λ，为了减少金属地板镜像作用造成的能量抵消，激励振子和反射地板间距要相应地拉大，设计为0.48λ. 顶层覆盖介质厚度为0.18λ，底层介质厚度为0.05λ.
由于整个天线单元被嵌入在介质中，所以工作波长要作相应调整，通过介质中的电磁波波长计算式(1)，可得该埋藏介质天线工作波长为
| ${\lambda _r} = \lambda /\sqrt {{\varepsilon _r}} $ | (1) |
将调整后的波长代入设计尺寸，即可得天线实际设计指标.
对天线进行设计仿真分析后，得到天线的回波性能，在2.35～2.65 GHz工作频段，回波损耗小于-10 dB，满足天线工作指标要求；同时绘制出E面和H面远场辐射方向图，如图 1所示. 从图 1中可以看出，在2.4 GHz频点上，最大辐射方向为垂直天线方向，E面和H面最大辐射强度同为5.1 dBi，方向图指向符合端射要求，且较好地抑制了反向波.
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图1 2.4 GHz天线远场方向图(E面、H面) |
传统的天线小型化设计方法，如采用高介电常数的基板、增加电流有效路径和加载技术等[4]，虽可实现天线尺寸减少，但主要是针对贴片谐振腔天线采取的措施，笔者设计的埋藏引向天线，由于其条形结构，很难再通过增加电流路径和加载的方式予以改进. 添加高介电常数基板的方法虽可实施，但介质损耗会有所增大. 利用超材料进行天线改进设计，可突破常规天线设计方法的尺寸局限，获得小尺寸、高性能的天线[5, 6].
笔者基于开口谐振环(SRR，split ring resonators)结构，设计了1个并排倒置的矩形开口环对，作为超材料结构单元. 采用矩形结构金属环可更好地实现天线小型化要求. 利用现在低温共烧陶瓷(LTCC，low temperature co-fired ceramic)多层压叠技术等方法都可实现天线的加工制造.
该SRR单元放置在相同的FR4基材中，环形单元结构由上下2层金属片和连接2层的金属柱组成，金属贴片长度为9 mm，宽度为0.8 mm，开口缝隙间距为0.6 mm；金属连接柱底面半径为0.5 mm，高为5.6 mm. 两环间隔为2 mm. 通过仿真分析，在设计频点2.4 GHz处，该结构具有良好的反射和传输特性指标，其反射系数达到-35 dB，而传输系数接近0，说明该频段的电磁波可基本无阻碍地通过此超材料单元，能量损耗非常小.
超材料单元分析和研究的关键问题是等效媒质参数的确定和验证[6, 7]. 很多科学家都提出了参数求解的方法，如Pendry教授在其设计的超材料单元中，采用准静态电磁场方法分析媒质参数，Itoh和Eleftheriads教授采用广义传输线理论分析媒质参数，Niclson、Ross和Weir等提出了通过S参数的测量来分析媒质参数的方法等，最终基于S参数的等效媒质参数提取方法得到了广泛的应用. 该方法将待测区域看作分层媒质，通过反射和透射分析，归纳出电路参数和S参数的关系，进而推算出媒质参数. 笔者设计采用了S参数的媒质参数提取方法，通过分析等效阻抗和等效折射率与S参数的关系，可得式(2)和式(3)，由此计算得关系数据为
| ${Z_{{\text{eff}}}} = \pm \sqrt {\frac{{{{\left( {1 + {S_{11}}} \right)}^2} - S_{21}^2}}{{{{\left( {1 - {S_{11}}} \right)}^2} - S_{21}^2}}} $ | (2) |
| ${n_{{\text{eff}}}} = \frac{{\ln \left( {\frac{{{S_{21}}}}{{1 - {S_{11}}\frac{{{Z_{{\text{eff}}}} - 1}}{{{Z_{{\text{eff}}}} + 1}}}}} \right)}}{{i{k_{\text{o}}}d}}$ | (3) |
其中：Zeff、neff分别为等效阻抗和折射率，k0为自由空间波数，d为媒质厚度.
下面再通过阻抗、折射率和介质参数的关系式(4)和式(5)，找到与介质参数之间的联系为
| ${Z_{{\text{eff}}}} = \sqrt {\frac{{{\mu _{{\text{eff}}}}}}{{{\varepsilon _{{\text{eff}}}}}}} $ | (4) |
| ${n_{{\text{eff}}}} = \sqrt {{\mu _{{\text{eff}}}}{\varepsilon _{{\text{eff}}}}}$ | (5) |
整理可得超材料结构的等效电磁参数为
| ${\varepsilon _{{\text{eff}}}} = \frac{{{n_{{\text{eff}}}}}}{{{Z_{{\text{eff}}}}}}$ | (6) |
| ${\mu _{{\text{eff}}}} = {n_{{\text{eff}}}}{Z_{{\text{eff}}}}$ | (7) |
由此，可绘出超材料结构的电磁参数曲线，如图 2所示.
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图2 超材料结构单元参数曲线 |
由图 2可知，在设计频点、等效介电常数和磁导率实部都呈现负数取值，说明在此频段上，该材料呈现左手材料特征，根据双负特性可知，该超材料单元在此频段上表征为后向波传输特性，且对应参数虚部接近0，说明电磁波在结构中的损耗是很小的. 因此，在天线中可通过嵌入该超材料结构的方式，实现正向和后向传输波相位的相互补偿效应，以此压缩天线剖面结构尺寸.
3 改进天线设计由于该埋藏介质引向天线的辐射方向为端射，因此采用接地板的形式，以阻止后向辐射，但地板的镜像效应又会消耗一些电磁能量，所以在设计时将有源振子与接地板间隔适当地拉大了，但这意味着引向天线的剖面结构加大了. 因此，为了有效地减少剖面结构尺寸，该设计将超材料单元结构嵌入到有源振子与接地板间的介质中，通过超材料的相位补偿效应来调整间距，以达到理想的尺寸压缩效果. 改进后的天线结构示意图如图 3所示.
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图3 改进天线结构示意图 |
超材料的相位补偿效应是利用电磁波在超材料中传输一定距离产生的负相位差，来补偿电磁波在介质材料传输过程中的正相位差，实现天线反射波和正向波的叠加效应. 该设计改变了原天线有源振子和反射板之间为实现叠加效应而遵循的间距要求. 通过仿真分析，嵌入超材料结构后，利用相位补偿特性，有源振子和地板间间距变为0.24λ，缩小为原间距的50%，改进天线剖面尺寸为原设计天线的69%，在性能良好的情况下，有效地压缩了天线剖面尺寸. 改进后的性能曲线和方向图如图 4所示.
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图4 改进天线性能仿真图 |
由图 4(a)可知，改进后的天线回波曲线最低点达到-17 dB，相比原天线匹配性能更好. 改进后的天线整体带宽没有明显减小，频带左移约0.05 GHz. 在实际应用中，该偏移可通过适当调整调制设备的中心频点来保证信号的带宽，不会对使用产生太大影响. 频段偏移的原因主要是在加入超材料单元时，各平行放置谐振环在电磁波的传递过程中起到并联效应，电路参数会相应减小，使超材料结构整体的工作频点略微升高. 因此，如果对天线的设计频段有严格要求，引入超材料单元的设计频段应稍微低于天线的设计频段，来加以纠正多单元引入时的工作频点上移. 对改进的天线进行了天线辐射增益的分析和仿真，从对E面和H面辐射方向图 4(b)的分析可知，由于超材料结构的介入，能量被更好地束缚在天线前向区域，2个方向的辐射强度相比原天线都提升了近1 dB. 为验证天线的辐射性能，采用时域有限积分方法(FDID，finite time domain integral method)分析软件，对天线模型进行重构，仿真分析了天线的辐射性能. 图 4(b)显示了FEM与FDID的辐射性能仿真对比验证曲线，实线和点画线为采用FEM方法得到的辐射方向图，长短虚线为采用FDID方法分析得到的辐射方向图，分别对天线辐射方向E面和H面作了比较，结果显示了很好的一致性.
4 结束语笔者设计了一款埋藏介质贴片引向天线，并采用参数提取方法，设计出了符合该天线工作频段的超材料单元. 利用超材料的后向波传输相位补偿特性，在该引向天线中通过合理地嵌入超材料结构，有效地减小了天线的剖面尺寸. 软件仿真结果表明，改进后天线在2.4 GHz工作频段带宽略有偏移，但匹配性能和辐射强度都有所提升. 该天线的设计对无线通信设备小型化、共形化的研究有一定的意义.
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