提出了一种低压输入能量获取DC/DC转换器,可在输入电压低至25 mV的情况下工作.为适应不同的应用系统需要,该电源管理系统提供4种不同的电源输出,为各种应用提供最佳电压设计,以适应低功耗设计要求;在输入电压不存在的情况下储能电容可对系统进行供电,延长了系统寿命并拓展了应用.在0.18 μm CMOS工艺下,300 μA负载电流下效率达到64%.该设计为无线检测和数据采集应用提供了完整电源管理解决方案.
A low input DC/DC converter and power manager in 0.18 μm CMOS process was presented. The proposed converter can work with the input voltage as low as 25 mV. Four logic controlled outputs provide the best voltage for various applications to accommodate low-power design requirements. Reserve energy on the storage capacitor CSTORE provides power when the input voltage source is unavailable. Simulation shows that the overall efficiency is about 64% with 300 μA load current. This work provides a complete power management solution for wireless sensing and data acquisition.
近年来，便携式电子设备极大方便了我们的生活. 然而，其对电池供电系统的依赖极大地限制了其应用的时长和场所. 因此，由无处不在的传感器网络获取环保能源成为延长电池寿命有前途的解决方案[1]. 通常，能量获取系统的输入功率及电压都是很低的，因此，如何在极低的能量输入下进行高效的电源管理成为一个重要问题. Richelli[2]提出了一种用于能量获取的升压及电源管理电路，最低输入电压为120 mV，电路采用了低阈值技术且电路效率较低；Carlson等[3]提出了一种升压电路，其输入电压低至20 mV，可提供1 V的电压输出，电路效率为52%，但该电路采用了0.65 V的外部电压输入，并采用了3个外部器件；Ramadass[4]提出的电路将35 mV输入电压升高到1.8 V，其效率达到58%，但需要采用外部的机械开关辅助电路的启动. 笔者提出了一种低压输入能量获取DC/DC转换器，可在输入电压低至 25 mV的情况下工作，极低的输入电压使其适用于能量获取和电源管理中.
1 系统结构图 1为低压输入DC/DC电路结构框图[2, 3, 4, 5, 6]，主要包括同步整流模块、基准电压源模块、可编程电阻模块及充电控制模块.
 | 图1 电路结构框图 |
MOSFET开关、外部升压变压器及耦合电容形成一谐振升压振荡器，在保证提供多种稳压输出的情况下，使得输入电压可低至25 mV. 振荡的频率由变压器的二次绕组电感决定. 由外部环境获能量信号VIN通过一定匝数比的变压器升压，经同步整流器整流，转化为可用的直流信号，用作后续电路的电源；充电控制模块用于实现对主输出VOUT及储备电源VSTORE的充电控制；主输出VOUT设置为编程可调，VS1、VS2为编程电阻输入，通过可编程电阻模块将VOUT设置为4种固定电压之一，用于为一个无线发送器或传感器供电. 当主输出电压VOUT处于稳定状态时，电源良好指示器POUT将发出指示信号；在无电源或电源无法提供VOUT输出的情况下，储备电源VSTORE用于提供系统要求的电流，其存储元件可以为标准电容器、超级电容器或可充电电池，极低的静态电流和高的效率设计可确保输出存储电容尽可能快的充电时间.
2 关键模块 2.1 升压振荡器
如图 1所示，MOSFET开关、外部升压变压器及耦合电容形成一谐振升压振荡器，这是一个变压器反馈LC振荡器. 该结构可将低至25 mV输入电压升高到足够大为外部电路供电. 对于25 mV的输入电压，匝数比可选择1 ∶100，当输入电压增高时，变压器匝数比的选择可随之降低. 变压器二次绕组的电感决定了振荡器的谐振频率，其谐振频率表示为
$$f = {1 \over {2\pi \sqrt {LC} }}$$
(1)
基准电压源用于为各个功能模块提供稳定的参考电压. 该设计为一种新型的可修调低功耗基准电压源电路[7]，为克服由集成电路设计工艺偏差而导致的不精确的电阻值，引入了电阻修调电路，使该带隙基准在各个工艺角下都能有稳定的基准输出. 同时，隔离式的电阻修调改善了传统的直接熔丝修调带来的噪声影响. 该设计的修调结构如图 2所示，隔离式的MOS开关控制电阻修调结构. MOS开关控制各个修调电阻接入与否，而各个MOS开关的控制信号与熔丝电阻完全隔离，彻底避免了熔丝电阻的噪声干扰.
 | 图2 修调电路 |
EN为与带隙启动同步的使能信号，带隙完全启动后为高电平. 随着带隙的启动，使能信号EN逐渐升高，由于反向器的延时作用，与非门的输出信号Pro输出窗口式的低电平，在此低电平期间编程电路起作用. 修调电路具体工作过程如下.
1) Pro=“0”，编程电路使能. 编程电路编程信号Sn，根据熔丝熔断或未熔断的状态，编程电路输出高电平或低电平，CCMOS此时处于求值状态，将Sn求值至逻辑高或逻辑低电平.
2) Pro=“1”，编程电路被隔离，编程电路的状态改变不影响CCMOS的输出. CCMOS处于锁存状态，保持MOS开关的控制信号O1～O4,其信号值不受编程电路状态改变的影响.
在SMIC 0.18 μm 3.3 V标准CMOS工艺下，应用spectre仿真. 当温度范围为-40~100 ℃时，基准输出电压的温漂系数约10ppm/℃，室温(25 ℃)下达到零温度系数. 在3.3 V电源电压下，功耗约3.6 μW. 修调前后的不同工艺角下直流温度曲线如图 3(a)与图 3(b)所示，分析可知，经过电阻修调后，该带隙基准性能大大改善，在不同的工艺角下都能输出稳定的基准电压.
 | 图3 修调前后温度仿真 |
充电控制模块实现对主输出VOUT和储备电源VSTORE的充电控制. 对VOUT的充电控制如图 1所示，当VOUT未达到预定值时，比较器H1输出低电平控制功率管POW1导通，实现对VOUT的充电功能；当VOUT达到预定电压时，比较器H1输出高电平控制功率管POW1关断，停止对VOUT的充电.
同时，对存储元件VSTORE的充电是在VOUT达到编程电阻要求的电压后开始的. 电路结构如图 4(a)所示，比较器COM3控制PMOS管P3关断，即在VOUT充电过程中，对VSTORE的充电过程停止；当VAUX低于VSTORE时，比较器COM4控制PMOS管P4导通，即当VAUX降至低于VSTORE后，由储备电源向芯片各个功能模块供电，维持芯片功能. 图 4(b)为当VOUT负载为100 μA，存储电容470 μF时的储备电源仿真波形. 当外部电源消失后，芯片自动由VSTORE 存储元件抽取电流，仍能维持芯片一段时间的正常工作.
 | 图4 VSTORE充电控制与仿真 |
为实时监视VOUT的充电情况，设计了电源监视功能模块. 如图 1所示，该功能由迟滞比较器H2完成. 电源良好指示信号POUT实现对VOUT充电情况的监视功能.
图 5为电路充电功能与电源良好监视功能仿真波形. 由图 5(a)可知，在VOUT充电过程中，停止对VSTORE的充电；当VOUT达到预定电压时，VSTORE继续充电，实现了交替充电的功能. 由图 5(b)可知，当VOUT达到预定电压时，POUT跳变为高电平；当VOUT未达到预定电压时，POUT跳变为低电平，实现了电源监视功能.
 | 图5 充电功能与电源监视功能仿真 |
当输入电压VIN为50 mV时，分别在tt、ff、ss工艺角下对系统的各个输出信号进行仿真，图 6(a)为各工艺角下的整体仿真波形，图 6(b)为电路在不同负载条件下的总体能量转换效率. 主输出VOUT稳定值为由编程信号VS1、VS2预设的调整值，分别为2.3 V、3.3 V、4 V、5 V；储备电容电压VSTORE最终稳定于VAUX电压值. 由工艺波动对VOUT、VSTORE造成的偏差最大分别为50 mV、70 mV，对该设计造成的影响不大，仿真证明该能量收集管理电路在各个工艺角下都能有较稳定的输出.
 | 图6 整体仿真结果 |
介绍了一种完整的能量收集管理电路，可在输入电压低至25 mV的情况下正常工作，极低的输入电压使其适用于能量获取和电源管理中. 4种电压的逻辑控制输出为适应不同的应用系统需要提供最佳电压设计，以适应低功耗设计要求；储备能量输出延长了该系统的使用寿命并扩展了应用场合；本电路同时还具备电源良好指示功能. 该能量收集管理系统为无线检测和数据采集应用提供了完整电源管理解决方案.
| [1] | 唐秋玲, 李贤, 梁叶, 等. 无线传感器网络节能优化组网方法[J]. 北京邮电大学学报, 2013, 36(4):116-120. Tang Qiuling, Li Xian, Liang Ye, et al. An energy efficient network deployment for WSNs[J]. Journal of Beijing University of Posts and Telecommunications, 2013, 36(4):116-120.[引用本文:1] |
| [2] | Richelli A, Comensoli S, Kovacs-Vajna Z M. A DC/DC boosting technique and power management for ultralow-voltage energy harvesting applications[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2012, 59(6):2701-2708.[引用本文:2] |
| [3] | Carlson Eric J, Kai Strunz, Otis Brian P. A 20 mV input boost converter with efficient digital control fro thermoselectric energy harvesting[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits (JSSC), 2010, 45(4):741-750.[引用本文:2] |
| [4] | Ramadass Y K, Chandrakasan A P. A batteryless thermoelectric energy-harvesting interface circuit with 35 mV startup voltage[J]. Solid-State Circuits Conference Digest of Technical Papers (ISSCC), 2010:486-487.[引用本文:2] |
| [5] | Dini M, Filippi M, Tartagni M, et al. A nano-power power management IC for piezoelectric energy harvesting applications[C]//Ph. D. Research in Microelectronics and Electronics (PRIME). Villach:IEEE Press, 2013:269-272.[引用本文:1] |
| [6] | Minseob Shim, Jungmoon Kim, Junwon Jung, et al. Self-powered 30μW-to-10mW piezoelectric energy-harvesting system with 9.09 ms/V maximum power point tracking time[C]//Solid-State Circuits Conference Digest of Technical Papers (ISSCC). San Francisco, CA:IEEE Press, 2014:406-407.[引用本文:1] |
| [7] | Hamouda A, Arnold R, Manck O. 7.72 ppm/℃, ultralow power, high PSRR CMOS bandgap reference voltage[J]. Very Large Scale Integration (VLSI-SoC), 2013:364-367.[引用本文:1] |