设计了一种基于共源结构的两级级联超宽带低噪声放大器.该低噪声放大器采用了源端电感和1/4阻抗变换器, 在不恶化电路噪声系数的情况下具有较好的输入匹配.通过使用GaAs赝调制掺杂异质结场效应晶体管(pHEMT)器件, 在PCB板上实现了低噪声放大器的加工, 加工测试结果与原理图仿真结果基本符合.测试结果表明, 该低噪声放大器的增益达到12±1.5 dB, 最小噪声系数为1.8 dB, 输入输出匹配结果良好.
A 3-5 GHz ultra-wideband (UWB) low noise amplifier based on common source with inductive-source and quarter-wave impedance convertor was proposed. The quarter-wavelength impedance convertor provides wideband input matching without noise figure (NF) degradation. The proposed UWB low noise amplifier was verified and implemented with packaged GaAs PHEMT device for 3.1-5 GHz UWB system. The measurement demonstrates a 12±1.5 dB in-band gain, a minimum NF of 1.8 dB. Good input and output matching are obtained.
由于超宽带技术具有较低发射功率，拥有高时间分辨率和宽频带的特性吸引了学术及行业的诸多兴趣.文献[1-6]提出了基于超宽带技术的定位跟踪的应用.文献[7]提出了基于超宽带技术的射频识别(RFID)系统.
低噪声放大器是接收系统位于天线之后的第一级有源电路，它直接影响接收系统的灵敏度和噪声特性，所以低噪声放大器的设计对于接收系统至关重要.应用于宽带低噪声放大器的设计有几种常见方法，例如分布式低噪声放大器可以提供较宽的带宽，但分布式低噪声放大器由于引入了较多电阻使得电路的噪声系数增大，不太适合于降低噪声系数的设计.宽带匹配网络是一种常见的匹配方法，它采用多级电抗元件可以有效增大输入和输出匹配的带宽，然而对于电路设计，宽带匹配网络所用的元件数多，增加了电路的寄生效应的同时增大了电路的面积.电阻并联反馈结构提供了良好的宽带匹配和增益平坦度，然而电路的噪声系数却有所恶化[8].
笔者提出了一种共源两级级联的宽带低噪声放大器，采用1/4波长阻抗变换器实现宽带输入匹配，中间电阻网络实现了增益平坦度，给出了电路的设计原理，最后给出仿真测试结果和分析.
1 宽带低噪声放大器电路设计宽带低噪声放大器电路设计的原理图如图 1所示，由两级共源型放大器组成.该电路设计总共包含4部分.
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图 1 宽带低噪声放大器原理图 |
1) 由射频电感电容组成的直流供电电路，同时起射频隔离(RFC，radio frequency choke)作用.
2) 由匹配网络Cin、Lin，1/4阻抗变换器Zc及栅级电感Lg，源极电感Lsl组成的宽带低噪声放大器输入匹配部分.
3) 中间级电路C1、C2、R、L组成了电路的增益平坦度优化电路.
4) 由Ld、Cd以及Ls2组成的输出匹配电路.
2 电路设计原理2.1 宽带输入匹配宽带低噪声放大器的输入匹配方法是基于传统的共源结构，通过在放大器的源极引入电感，以改变放大器输入电阻的实数部分.窄带低噪声放大器的输入匹配电路图及其等效电路图如图 2所示.
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图 2 窄带低噪声放大器输入等效电路 |
为了简化计算分析，将场效应管等效为一个电容Cgs，电路的输入阻抗可表示为
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(1) |
其中gm为场效应管的跨导.从式(1) 中可以看出，由于在场效应管的源极引入了Ls，输入阻抗发生了变化，由实数部分和虚数部分组成.在选定场效应管尺寸的情况下，实数部分由gm以及Ls的值决定，这样为输入阻抗匹配到实数50 Ω提供了可参考调整的参数.通常对于传统的窄带匹配，调整直流偏置条件可以确定gm的数值，再通过特定数值的Ls，就可在频段内实现实部的阻抗匹配同时将场效应管的电容部分抵消掉.因此该电路的品质因数可表示为
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(2) |
其中：ω0为谐振频率，ωT为场效应管的截止频率，Rs为源阻抗.在窄带低噪声放大器设计中，电路的Q往往很高.对于串联RLC电路来说，电路的带宽与Q成反比.因此，此种方式不能用于宽带设计.
笔者在窄带匹配的设计基础上，通过增加1/4波长阻抗变换器实现了宽带输入匹配.输入匹配电路如图 3所示.
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图 3 宽带低噪声放大器输入匹配电路 |
在场效应管的源端加入Ls是为了如式(1) 所分析的起调节输入阻抗的实部.特性阻抗为Zc的1/4波长的微带线起阻抗变换器的作用以变换栅极的输入阻抗. Cin、Lin组成了一个串联谐振网络，同时Cin、Cd也是射频交流耦合电容.
宽带匹配电路的小信号等效电路如图 4所示.输入阻抗的表达式可以从式(3)~(7) 分析得出:
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(3) |
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(4) |
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(5) |
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(6) |
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(7) |
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图 4 宽带低噪声放大器输入匹配电路等效电路 |
其中：Z_T为经过特性阻抗为Zc的1/4波长阻抗变换器后的输入阻抗；Z_g的表达式与源端串联电感的窄带低噪声放大器的栅极输入阻抗式(1) 相似；f0为1/4波长阻抗变换器的中心频率.根据式(3) 推导出输入阻抗的表达式为
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(8) |
如果选取适当的Ls、Lg以及Cgs，电路可以谐振在工作频带中心即4 GHz.同时Ls可以让电路在整个工作频带中都保持无条件稳定的状态.所以，电路工作在谐振点时的输入阻抗可表示为
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(9) |
式(9) 为电路设计提供了较为明确指导.选取合适的Ri、Zc、Lg及Cg输入阻抗可以仅为一个实数从而表现为一个电阻.
采用宽带匹配方法后电路输入阻抗的实部及虚部如图 5所示.从图 5可以看出，电路的实部并不是等于Rs即50 Ω，而是在3~5 GHz的频带内有一定程度的失配，同时电路的虚部在频带内存在3个零点，且围绕0值波动.这样输入阻抗在频带内为50 Ω附近，扩大了S11小于-10 dB的带宽.
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图 5 仿真的输入阻抗实部及虚部 |
图 6示出了运用窄带匹配方法和宽带匹配方法S11参数小于-10 dB的带宽，可以看到，宽带匹配展宽了电路的带宽，这是因为输入阻抗经过了阻抗变换，使得输入电路的品质因素Q变小.
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图 6 两种匹配方法低噪声放大器的S11 |
放大器采用两级级联可以保证电路的增益，中间级的有损网络起提高电路增益平坦度的作用. 图 1的虚线部分是有损的中间网络，中间网络的特性就像是一个高通滤波器，在频带内的损耗并不相同，随频率的变化而变化.通常场效应管本身的增益随着频率的升高而降低(约6 dB).所以有损网络在低频带衰减较大，在高频带内的衰减较小，从而能够起到带内增益的平坦.
图 1虚线部分的中间级电路可以看成一个T型的二端口网络.根据S参数和转移矩阵的关系，此T型网络的S21可表示为
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(10) |
网络的转移矩阵可表示为
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(11) |
在PCB板上实现时，电感元件由一段短路传输线所替代的.传输线的特性阻抗为Z0，将式(11) 代入式(10) 可以得到一个非常复杂的S21表达式，S21是一个多项式表达式，且影响S21最主要的一项是
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(12) |
用式(12) 计算网络在3 GHz和5 GHz的值可以得到2个频点的S21，理论计算得出5 GHz比3 GHz大6.6 dB，仿真结果为5 GHz比3 GHz大5.6 dB.验证了理论分析的正确性.
图 7显示了不同电路部分的S21.短虚线曲线是第1级放大电路的S21，长虚线部分是第2级放大电路的S21，可以看到，单独的两级放大器电路的电压增益随着频率而下降导致在频带内的增益不平坦.从图 7可以看到，T型网络的S21呈现高通性质，对带内高频的增益进行补偿.图中黑色曲线是两级电路和T型网络整体的S21, 可以看到T型网络的补偿起到了作用，整个电路的增益在频带内变平坦了.
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图 7 不同电路部分的S21 |
电路采用爱华高ATF-38143型号PHEMT场效应管.根据管子的参考手册中描述的噪声系数，将电路的直流偏置在Ids=20 mA.所用的介质材料板为罗杰斯RT/duroid 6010，板材厚度为0.635 mm.低噪声放大器实物图如图 8所示.源端的电感被一条微带线所代替，匹配电路的电感同样也被一条微带线所替代.射频阻隔电路由微带线和扇形微带电容组成，阻隔中心频率为4 GHz.电路元件值及尺寸如表 1所示.整个电路包括直流供电部分的尺寸为4.5 mm×5 mm.
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图 8 两级低噪声放大器电路实物图 |
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表 1 低噪声放大器电路元件值及尺寸 |
低噪声放大器电路的输入和输出回波损耗的仿真和测量结果如图 9和图 10所示. 图 9表明，测量结果的S11在3~4.4 GHz均小于-10 dB.在高频段电路的S11增高了2 dB，原因是与电路板连接的SMA接头对整个电路板在频带内的影响，这在仿真过程中没有考虑.电路增益和噪声系数的仿真和测量结果如图 11所示.测量结果表明, 电路的增益为(12±1.5) dB，带内最小噪声为1.8 dB.
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图 9 S11测量和仿真结果 |
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图 10 S22测量和仿真结果 |
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图 11 S21及噪声系数的测量和仿真结果 |
介绍了低成本3-5 GHz低噪声放大器的设计及制作.采用宽带匹配方法以达到输入匹配，有损中间网络的设计使得增益平坦度有所提高.测量结果表明，该低噪声放大器有较好的回波损耗和噪声系数.
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