波谱学杂志  2014, Vol. 31 Issue (2): 185-195
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超强磁场的建立成为衡量一个国家工业、技术实力的标准之一[1].中国科学院强磁场科学中心承担建设的国家大科学工程--稳态强磁场实验装置，旨在为我国的科学研究提供理想的稳态强磁场极端实验环境，满足我国多学科前沿发展对于强磁场实验条件的需求，其科学目标之一就是建立基于25 T水冷磁体的1.066 GHz核磁共振波谱仪.
目前技术条件下超导磁体场强最大值只能达到大约23 T[2]，产生25 T以上的场强就必须采用水冷电磁体或者混合磁体[3, 4].电磁体或者混合磁体要维持场强就要持续供给大量的电能，磁体的场强会随着电流大小而波动.同时，由于电磁体产生25 T的场强大约需要消耗20 MW的电能[5]，需要冷却系统以保持磁体温度的恒定，一般电磁体的冷却系统都是采用去离子水冷却系统，水流流速变化，磁体的温度也会产生变化.磁体温度变化，场强也会随之变化.磁场的不均匀性将会使谱线变宽，磁场的不稳定性将会使谱峰相位及频率随时间变化.谱线变宽将会使谱图分辨率变差，谱峰相位及频率变化将会使实验失去可重复性.
为此，人们想出了各种各样的方法来应对水冷磁体磁场不稳定性以及不均匀性.这些方法包括被动屏蔽(Passive Suppression)，特定的实验方法以及后期处理(Post Processing)[5].被动屏蔽是指在磁场中放入高导电性的线圈，样品被该线圈包围，根据楞次定律，线圈会产生与磁场变化相反的电流进而屏蔽磁场变化对样品所在区域的影响.特定的实验方法是指采用特定的脉冲序列对特定的样品，使其响应对磁场漂移不敏感.后期处理主要是指一些数据处理的方法以消除磁场的不均匀以及不稳定，例如Frydman提出的相位补偿的空间编码方法、Gan提出的反卷积法对相位校正的改进方法以及Gareth A. Morris提出的参考去卷积的方法等[5, 6].在实际应用中，一般采取多种方法相结合的方式尽可能地消除磁场的影响.上述基于数据处理的方法，都是利用一个已知信号的相位或谱峰漂移来消除另外一个信号的相位畸变，这就要求在硬件上支持双通道同时采样.
常规核磁共振波谱仪一般只配有一个接收机，只具有一个通道的接收能力，因此在硬件设计上，为满足实验的多方面需求，必须为基于水冷磁体的核磁共振波谱仪重新进行通道设计.本文介绍了针对25 T水冷磁体高场核磁共振波谱仪重新设计的整机控制台特别是前置放大器系统的设计与实现.
1 控制台通道设计在自主研制核磁共振波谱仪的基础上，结合探头采购情况、功率放大器带宽限制、频率源带宽限制以及实验需求，本文所设计25 T核磁共振波谱仪系统整机硬件框图如图 1所示.
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| 图 1 25 T高场核磁共振波谱仪系统结构 Fig. 1 Structure of 25 T high-field NMR spectrometer system |
本系统与普通的核磁共振波谱仪相比，增加了一个发射机、一个功率放大器、一个频率源与一个接收机，从而使该系统具备多通道同时采样的能力.根据整机系统结构的设计，前置放大器系统有氢通道及杂核通道（即通常所说H通道及X通道）.综合考虑射频器件的带宽限制以及实验需求，故前置放大器系统的通道设计如图 2所示.
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| 图 2 前置放大器通道设计 Fig. 2 Design of the preamplifier channels |
图 2中所设计的前置放大器，每个放大器分别对应一个混频器，这跟以往的前置放大器中只有一个分时工作的混频器不同，该通道设计方案能同时进行两通道的采样.另一方面，采取此种方式也很好的解决了射频器件如混频器、移相器等的带宽限制问题，降低了对射频功率放大器以及射频信号源的性能要求，节约了硬件设计成本.
2 控制通信设计在整个自主设计的核磁共振波谱仪中，各部件之间的通讯连接都采用了工业总线标准CAN总线[7]，为了整机系统的兼容性，前置放大器系统也采用了CAN总线与上位机进行通信.在前置放大器系统中，有专门负责通信的前置放大器控制模块.控制模块在前置放大器系统中除了需要完成与上位机通信功能外，还需要完成对各个通道的衰减控制、对射频开关的驱动以及通道的显示等功能.
控制模块设计框图如图 3所示.从图中可以看到，控制模块采用STM32+CPLD结构为核心，配以外部电平转换电路.通道配置时，STM32通过CAN总线接收上位机发过来的信号，解码后通过SPI发送到CPLD中进行进一步解码，然后送到各个通道进行控制[8].射频开关切换时，门控信号经过电平转换电路后直接进入CPLD处理然后送到开关驱动电路进而驱动射频开关.
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| 图 3 前置放大器系统控制模块 Fig. 3 Controller of preamplifier system |
前置放大器中既有高达数百瓦的高功率脉冲，也有功率仅为-100 dBm左右的NMR信号.强信号对弱信号的影响极大，因此本设计中，前置放大器按各个功能模块划分为大功率的射频开关模块、小功率的放大器模块以及电源和控制模块.各个模块分别处于不同的屏蔽腔体内，减小了各个模块之间的干扰，特别是对放大器模块的干扰，很大程度地提高了放大器的噪声抑制性能.
3.1 射频开关如引言中所述，前置放大器要完成发射与接收状态的切换功能，考虑到功率承受能力以及快速开关的需求，本文采用了较为通用的单刀双掷PIN二极管串联开关[9, 10]，其基本结构如图 4所示.
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| 图 4 射频收发切换开关 Fig. 4 RF switch |
门控驱动信号为高电平时，PIN二极管D1、D2、D3导通，1/4波长线与D3相连的一端高频对地导通，那么在1/4波长线所对应的频率下，从与C1相连的端口看向与D3相连的端口的阻抗为无穷大，视作断路，大功率信号只在P1与P2之间传输.D4、D5和C10一起构成限幅器，限制进入低噪声放大器(Low Noise Amplifier, LNA)的信号强度，防止LNA因输入功率过大而损毁[10].合理选择电阻R1、R2、R3的阻值，控制通过PIN二极管的电流大小，能够决定P1~P2之间的插入损耗.门控驱动信号为低电平时，D1、D2、D3截止，P1、P2之间断路，小功率信号从P1端口传至LNA进行放大.
在设计时，L1~L5采用镀银铜线绕制.在较低频率下，电感的分布参数不明显，到600 MHz以上，电感的分布参数就会表现的很明显，电感就会进入容性状态.在设计射频开关时，必须考虑电感的自谐振频率，使电感工作频率低于自谐振频率.在工作频率无法低于自谐振频率时，应使电感自谐振频率远离工作频率范围，合理调节匹配电容，使开关在所需频段导通时插入损耗 < 1 dB，端口反射 < -20 dB，同时使开关响应时间 < 1 μs.图 5为连接135 MHz左右1/4波长线时使用网络分析仪E5071C测得开关插入损耗及端口反射情况.
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| 图 5 射频开关测试. Fig. 5 Test results of the RF switch. |
图 5中共显示了4条曲线，分别为S11、S22、S21和S12.从图中可以看到S21与S12基本重合，S11与S22略微有所不同，S21在120 MHz~150 MHz之间 > -1 dB，S11在上述频段内 < -20 dB.
3.2 放大电路核磁共振信号极为微弱，一般为微伏级别[15]，无法直接观察，必须将先其进行预放大到伏级，这对放大器的噪声性能提出了很高的要求.放大器作为前置放大器系统的核心，它的性能直接决定着整个系统采样质量的好坏.根据核磁共振实验的要求， < 1 dB的噪声系数(Noise Figure)是前置放大器的必要要求，增益的大小以及平坦度也是必须要考虑的[9-14].
本文所设计的放大器设计目标为带内放大倍数为40 dB，增益平坦度 < 1 dB，噪声系数(Noise Figure) < 1 dB的A类放大器.根据射频电路理论，综合考虑放大器的稳定性以及器件的带宽工作范围，放大电路采用两级级联放大形式，其总的噪声系数表达式为：
| $F = {F_{\rm{1}}} + \frac{{{F_2} - 1}}{{{G_1}}}$ | (1) |
(1)式中F为总的噪声系数，F1为第一级放大器噪声系数，F2为第二级放大器噪声系数，G1为第一级放大器增益[16].从(1)式可以看出，第一级放大器的噪声性能对整个放大器的性能起决定性的作用，必须使第一级放大器噪声尽可能低，增益尽可能高.综合考虑放大器的稳定性以及线性放大能力，第一级放大器的增益设计为22 dB左右.放大器部分原理图如图 6所示.
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| 图 6 放大器电路 Fig. 6 Circuit of low noise amplifier |
单级放大器的噪声系数的表达式为：
| $F = {F_{\min }} + \frac{{4{R_n}}}{{{Z_0}}}\frac{{\left| {{\Gamma _{\rm{s}}} - } \right.{\Gamma _{{\rm{opt}}}}{|^2}}}{{(1 - |{\Gamma _{\rm{s}}}{|^2})\, \bullet |1 + {\Gamma _{{\rm{opt}}}}{|^2}}}$ | (2) |
(2)式中，Fmin为最小噪声系数，其值大小仅与芯片本身有关，Z0为特征阻抗，一般为50 Ω，
从(2)式可以看出，减小单级放大器的噪声的方法一是选用噪声小的芯片；二是合理调整电路结构，使源反射系数
整个电路采用ADS(Advanced Design System)先进行原理图仿真，再进行版图仿真，最后进行实际调试.由于仿真模型的准确程度有限，仿真与实际还是有一定差异，但总的来说，仿真为实际调试指明了各个参数对电路性能的影响程度，具有很强的指导意义.图 7为实际调试宽带低噪声放大器采用矢量网络分析仪E5071C得到S参数测量结果.
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| 图 7 宽带低噪声放大器S参数测量结果 Fig. 7 S parameter test result of broadband LNA |
从图 7可以看出，S21在50 MHz~460 MHz为40 dB左右, 偏差不超过1 dB；S11和S22在此频段皆 < -10 dB.放大器在设计频段内具有较好的增益平坦度和端口匹配度.
图 8为连接130 MHz左右1/4波长线时，使用频谱仪Agilent E4404B外接噪声头Agilent 346C测得宽带前置放大器噪声系数.从图中可以看出前置放大器具有极低的噪声系数，达到设计要求.
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| 图 8 宽带低噪声放大器噪声系数测量结果 Fig. 8 Noise figure test result of broadband LNA |
由于25 T磁体尚未研制成功，故进行了模拟采样测试以验证该系统的可行性.测试分电性能测试与上机实测两种.电性能测试主要是为验证H通道的工作时序，上机测试是为实测X通道的性能.
电性能测试又分为模拟采样以及模拟发射测试.模拟采样是为验证H通道的接收通路，模拟发射是为验证H通道的发射通路.模拟采样时，采用如图 9所示的方式连接仪器.
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| 图 9 模拟采样连接图 Fig. 9 Connection of the simulation sampling |
测试时，采用自主开发的控制台硬件以及软件SpinStudio，关闭射频功率放大器，射频信号源N5182A输出-100 dBm、1.06 GHz的正弦波，接入前置放大器H通道输入端口，采用单脉冲采样，得到如图 10所示的功率谱.
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| 图 10 模拟采样结果 Fig. 10 Results of the simulation sampling |
从图 10我们可以看出H通道正常工作，时序正确，能够满足高场H通道实验要求.
上机测试时，采用自主开发的控制台硬件与软件，Oxford 500 MHz超导磁体以及Varian公司生产的正式探头（出厂时13C信噪比为267），样品为40%对二氧已烷，60%氘代苯.采取如图 11中的实验参数利用X通道进行13C信号采样，得到如图 11所示的谱图.
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| 图 11 实际采样得到的13C谱图 Fig. 11 The 13C Spectrum |
图 11谱图未进行基线校正，信噪比已达313，超过该探头出厂测定指标.从中可以看出前置放大器噪声性能及整机性能完全满足实验要求.
5 总结本文阐述了基于水冷磁体的核磁共振波谱仪的特殊性，并在此基础上提出了支持双通道的采用CAN总线通信前置放大器系统.通过实验验证了系统的可行性及良好的性能.
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